摘要 ：CAN的BusOff源于错误帧的积累，而错误帧这个东西，是一个接收节点 认为数据有误 故意打断通信，好让发送节点感知到 并重发报文的设计。注意这里边有个“我觉得你有病”的认知陷阱，让CAN的诊断变得近似玄学。本文 分享一种用CAN波形的幅度和脉宽信息来精确定位错误帧来源的方法， 来自知乎的大灯 。

一、CAN物理层

也就是CAN收发器干了啥？

一个典型的双节点CAN网络的物理层等效电路如上图，两颗120Ω终端电阻并联呈现总线电阻60Ω。黑框里是A、B两个节点的 CAN收发器（Transceiver），它只负责电平转换。当总线静默时，收发器内部的2.5V电源经15KΩ电阻把CAN-H和CAN-L都拉到2.5V，总线这个状态称之为隐性 。当节点A想要驱动总线的时候（TX=0），它同时把内部的上下两个MOS管导通，整个网络的电流流向：节点A的5V电源经二极管、24Ω、两颗终端电阻并联、24Ω、二极管回到节点A的地，总线这个状态称之为显性。 CAN总线上的电压实际上就是终端电阻的分压 。从节点B来看，CAN-H就变成3.5V，CAN-L变成1.5V，拉出了总线 H - L = 2V 的差分电压，大于0.7V的判断阈值， 节点B就认为收到了一个显性（RX=0） 。大家可以算一下分压值以增强记忆，后边会用到。

反直觉知识点① ： 总线无人驱动时，也就是各个节点都隐性时，CAN标准定义这时的TX/RX逻辑电平为1；总线有节点驱动显性，也就是主动拉开差分电压的时候，对应TX/RX端逻辑电平0 ，这个1/0的反逻辑类似I2C等OC门的驱动逻辑，努力适应一下。这么做我猜有两个原因：一是对地逻辑的抗扰能力强一些，NPN载流能力强&回流路径短；二是为了数学上的严谨性： 1x1x1x1...1x0 = 0 ，任意节点驱动显性0，那总线就是显性0；所有节点隐性1，总线才是隐性1。但这样的反逻辑带来一个问题是， 电路设计时需要尤其注意上下电时序，上电/休眠/唤醒过程中千万不要出现MCU已下电(TX拉低)但CAN收发器还供5V电的情况 。如果实在难以避免，可以试试单3.3V的CAN收发器MAX3051，它不需要5V电源，逻辑电和驱动电共用同一路3.3V，肯定不会出现电源时序问题。

反直觉知识点② ：理论上CAN_L短地，或 CAN_H短路12V，因60Ω终端电阻的存在，隐性时CAN-H与CAN-L之间基本还是重合的，显性时也能正常拉开压差，能维持正常通信，只不过丢包率可能会大一点。大家可以算算总线电压，示波器很容易诊断这个问题。另外， 如果你看到CAN的通信电压不是以2.5V为中心对称的，也有可能是多个CAN线交叉错接，比如CAN1_L错接到了CAN2_L上 。

反直觉知识点③ ：一个CAN网络里，120Ω终端电阻1~4颗都能工作，少了的话 离终端电阻远的节点 抗扰度会差，多了的话 显性差分电压可能无法触发阈值。

反直觉知识点④ ：除了线路的最远端，任何稍长的CAN分支都可以加1K~4.7K的支线电阻，跑点电流来改善抗扰度。只要分支别太长，大致1Mbps以内的任何总线其终端电阻都是跑电流增强抗扰的，不涉及真正的阻抗或者反射抑制，双绞的要求也不是特别严格。

二、CAN链路层

也就是CAN控制器干了啥？

回顾完物理层，咱来看链路层，CAN帧的标准格式。当发送节的MCU将TX由1变0的时候，CAN收发器将CAN-H拉高&CAN-L拉低，接收节点收到了H-L>0.7V的压差后，接收节点的CAN收发器RX输出由1变0。下图是一个节点接收到CAN波形后解码出的RX逻辑。

一帧报文里边有比较关键的几段： 仲裁段、控制段 、 数据段、CRC段、ACK段 。

仲裁段 中的大部分是CAN报文的ID，起名为“仲裁”其实是因为这一段有优先级仲裁的功能：假设A、B两个节点在同一时刻抢发报文，节点A要发二进制ID为001的报文，B要发010。当A、B节点都在发第一位的显性0的时候，总线会同时被两个节点驱动显性，A、B节点回读总线也都是显性，相互之间还意识不到对方的存在。当节点A发到第二位的0，节点B发到第二位的1的时候，总线只有节点A驱动显性0，节点B不驱动 却发现总线被别人驱动了，此时节点B会认为CAN线上有比自己这帧010优先级更高的数据，节点B就会主动停发，让节点A独占总线发完。之后节点B怀揣着这帧数据再次参与总线优先级的仲裁。

反直觉知识点① ：CAN作为一个对等网络，没有主从关系，报文全部广播，节点本身也没有优先级概念，只有报文ID的优先级。可以这么理解：CAN节点是“由事件驱动的”，比如刹车制动器，它能发高优先级的“刹车被踩下”的报文，也会发低优先级的“刹车油位正常”的报文，这些报文根据ID的大小在总线上自由竞争优先级，而不是刹车制动器这个节点的话语权一定高。这个特性就要求设计人员提前规划好所有报文优先级和周期（即“通信矩阵”）才能保证整个CAN网络如期运转。如果你的CAN网络有大量雷同节点，节点又只有一帧报文，那么ID数大（优先级低）的节点一定会在总线繁忙或干扰重发的时候"插不上话"，可以试试把时间戳融合到ID里边，确保各节点的新数据优先级最高，旧数据自然会被仲裁掉。

反直觉知识点② ：在A、B节点同时驱动第一个显性0的时候，总线被两个节点同时驱动，电压会显著高于2V。示波器上会看到在仲裁段的头部有明显的电平凸台，后续节点A抢占总线之后电压会回归正常的2V。

反直觉知识点③ ：各个节点的时钟同步是把每个bit做16~20份的数字切片来实现的，这个切的份数不建议太多或太少。详细机制请参阅 ZLG致远电子的这篇：CAN同步机制，你真的了解吗？

控制段 中有几个控制位，这里拿几个常用的举例。IDE位为扩展ID的指示。如果IDE位为隐性1，就会在后边再续上18位的ID，共11+18=29位长度。比如0x9E就是个11位长度的ID，0x0151就是个29位的ID。R0位是CAN里边的预留位，在CAN-FD里被用作FD帧格式的标志位FDF，这一位为隐性1就会按FD的帧格式解码后续报文。DLC指示了后边的数据段的长度，例如1000表示后续会有8个Byte长度的数据。CAN-FD协议只在数据段会切换成高速率，比如2Mbps/8Mbps，前后其他段的速率保持500kbps不变。

反直觉知识点 ①：CAN与CAN-FD除了数据段波特率的不同，帧格式也有区别，CAN-FD多了一些控制位。比如FDF(也叫EDL)位用来指示是否按FD帧格式解码，BRS位用来指示是否需要切换高波特率，也就是说，一个FD帧可以全程500kbps不切速率的。

反直觉知识点 ②：CAN控制器的标准ISO11898-1里要求接收方不解读R0位的显隐性，所以CAN的控制器无法过滤FD帧。标准CAN网络里边一旦出现FD帧会因为多了BRS、ESI等控制位被认为是格式错误。同样的，因为CAN 2.0时代R0/FDF帧无意义，也有一些设备把发送出去的CAN帧的R0位错误地置了隐性1，这样的设备在CAN网络里一切正常，但若进入CAN-FD网络就会被解读成FD帧，进而因为缺少BRS、ESI等控制位被认为是格式错误。所以，CAN-FD并不是真的向下兼容CAN，因为旧时代的CAN设备并没有判别R0/FDF位的能力，一旦它进入FD网络就会疯狂地打断通信。

反直觉知识点③ ：DLC的长度，在CAN标准里DLC可以是0000~1000之间的二进制值，可以用8421的算法直接计算出数据长度。而在CAN-FD中，1001~1111之间的值则被解读为离散的12,16,20,24,32,48,64byte。

CRC段对于从帧头到Data结束之间的数据，CAN协议使用了CRC15这个比较特别的多项式计算校验,有兴趣的可以手算CRC试试。CAN-FD根据数据长度的不同使用了CRC17和CRC21，这里暂不做展开。

ACK段是由收到该帧的CAN节点回复的确认（Acknowledge）。注意 发送节点在ACK位一定发的是隐性1，由接收节点回应显性0，双方无缝衔接才在总线上呈现出一个完整的CAN报文。

反直觉知识点① ：总线上任何节点 只要认为这个帧的结构正确，都会在ACK位回显性0，不管需不需要这一帧的ID和数据。为什么不需要的节点也会回ACK？因为等MCU算完会造成这一位的延迟，搅乱总线时序，不如只保障链路层本身的格式正确，纯芯片数字逻辑实现无延迟。嗯，90年代的总线要求不要太高。

反直觉知识点② ：发送节点若发现自己这一帧没有ACK回应，它也会认为总线出错，重发16次后进入Passive error状态，有兴趣的自行研究一下，这里不做展开。

三、真实CAN波形

来看一个两节点案例：若节点A发送0x9E报文到总线，从节点B收到的总线波形和逻辑侧波形如下：

黄线为CAN-H，绿线为CAN-L，蓝线为节点B的逻辑侧RX，紫线为节点B的逻辑侧TX。可以看到， 作为接收方的节点B，总线拉差分电压拉出显性的时候，收发器将RX拉0给到MCU。在节点B想要回应ACK的时候，MCU将TX拉0，CAN收发器在总线上拉出了一个歪斜的显性（歪斜是因为测量点的寄生电感影响） 。RX在ACK位置的0，是收发器TX=0驱动总线显性之后 回读到的0。

再看一个比较真实的车上波形 ，CAN网络上大于4个节点：

黄色是CAN_H，高电平表示显性0，绿色是我们挂示波器这个节点的逻辑侧TX，低电平表示显性0。箭头A~D是一帧完整的CAN报文，箭头A ~ B这个过程中，我们挂示波器的这个节点和另一个节点正在进行优先级仲裁，根据我们之前讲到的物理层的分压原理， 两个节点同时驱动电压会高一截。在箭头C这个bit 该节点想发隐性1但发现总线是显性0，那就说明有另外的节点在发送更高优先级的报文，我们这个节点会主动退出发送，成为接收节点，并在箭头D点校验成功后回应ACK，等待报文结束后这个节点再次参与总线仲裁，成功抢占总线如E点所示 。

注意波形高度， 在箭头A~B之间，差分电压略高于2V，这是正常现象，说明有两个节点同时驱动总线显性 ，但从逻辑看，因为H-L>0.7V所以都为显性0，纯数字逻辑的CAN控制器在箭头A~B之间还感知不到对方的存在，箭头C点之后才感知得到； 而在箭头D点，因为除了发送节点之外的所有节点都在同时驱动ACK，所以总线电压比箭头A~B之间的双节点驱动 电压更高。

四、错误帧

终于到了错误帧，注意， 错误帧 不是 由哪个节点发出的， 而是 由某个接收节点认为总线错误， 才 故意驱动总线打断发送方，在总线上呈现为一个错误帧 。也就是说错误帧 一定是由 一个发送节点和至少一个 认为发送方有错的节点 共同形成的。

五、位填充

位填充规则是CAN协议的灵魂，简单来讲就几个字：逢五补一。当发送节点想要发连续5个bit的显性0的数据，会故意插入一个无意义的隐性1；当出现连续5个bit的隐性1，会故意插入一个无意义的显性0，如下图的紫色bit。如果发送节点漏填了这个0/1，或者这个0/1被干扰成了1/0，接收节点就会判定为“ 填充错误 ”，向总线上输出“主动错误标志”——连续六个显性0，故意破坏这一帧报文，发送节点感知到总线错误之后停止发送这一报文的后续部分。你说巧妙不巧妙？连续6个显性0本身就是破坏“逢五补一”规则的，被拿来当错误标志回给发送节点。

假如原始数据是0x00，二进制0000 0000，发送节点发到0000 0的时候发送节点会先插一个1，再发后续的000，成为0000 01000，共9bit长度，接收节点也会在第5bit的0之后预期一个无效的1，解码时抠掉。

假如原始数据是0000 0100，第六位自带1，发送节点发到00000的时候也会先插一个1，再发后续的100，成为0000 01100，共9bit长度 。

六、回读确认

发送节点发送了0或1的时候，会回读确认总线是否和自己的发送相符，比如在仲裁段抢优先级失败就会等下一帧再发；如果发到了数据段，按理说此时总线应该只有自己，发着发着突然发现回读的0/1与自己发的不同，比如受到了干扰，发送节点就会输出“主动错误标志”——连续6bit显性0，来主动抛弃后续报文，同时让接收节点知道我这一帧有误。

“

在这时，接收节点收到第6bit显性0的时候，因违背逢五补一的位填充规则，也会往总线上输出“主动错误标志”，所以会在总线上看到连续12bit的显性0，前6个来自发送节点，后6个来自接收节点。

”

正常情况来说，总线上的显性不应该＞5bits=10us。那么用示波器设置＞11us的脉宽触发模式就很容易定位错误帧的位置，不一定要用解码示波器。

七、升维打击

CAN网络的幅度和电流可以为我们提供更多维度的信息，此所谓升维打击。

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