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反激式转换器 RCD 缓冲电路的设计指南

反激式转换器 RCD 缓冲电路的设计指南

发布时间:2024-11-10 12:40:37

本文介绍反激式转换器 RCD 缓冲电路的设计指南。当 MOSFET 关断时，由于主变压器的漏电感 (Llk) 与 MOSFET 的输出电容 (COSS) 之间存在谐振，漏极引脚上会出现高压尖峰。漏极引脚上的过高电压可能导致雪崩击穿，并最终损坏 MOSFET。因此，必须添加一个额外的电路，实现电压箝位。

一个最简单的拓扑是反激式转换器。该拓扑源自一个升降压转换器，将滤波电感替换为耦合电感，如带有气隙的磁芯变压器。当主开关导通时，能量以磁通形式存储在变压器中，并在主开关关断时传输至输出。由于变压器需要在主开关导通期间存储能量，磁芯应该开有气隙。因为反激式转换器所需元件很少，因此该拓扑非常合适中低功率应用，如电池充电器、适配器和 DVD 播放器。

图 1 显示在连续导通模式 (CCM) 和不连续导通模式 (DCM) 下运行的反激式转换器，其中包含几个寄生元件，如初级和次级漏电感、MOSFET 的输出电容和次级二极管的结电容。当 MOSFET 关断时，初级电流 (id) 在短时间内为 MOSFET 的 COSS 充电。当 COSS (Vds) 两端的电压超过输入电压及反射的输出电压之和 (Vin+nVo) 时，次级二极管导通，因此励磁电感 (Lm) 两端的电压被箝位至 nVo。因此，Llk1 和 COSS 之间存在谐振，具有高频和高压浪涌。MOSFET 上过高的电压可能导致故障。在 CCM 运行模式下，次级二极管保持导通直至 MOSFET 栅极导通。当 MOSFET 导通时，次级二极管的反向恢复电流被添加至初级电流，因此在导通瞬间初级电流上出现较大的电流浪涌。同时，由于在 DCM 模式下次级电流在一个开关周期结束前干涸， Lm 和 MOSFET 的 COSS 之间存在谐振。

缓冲电路设计

可通过添加一个额外的电路，将由于 Llk1 和 COSS 之间的谐振产生的过高电压压制到一个可接受的电平，从而保护主开关。图 2 和 3 显示 RCD 缓冲电路及其主要波形。当 Vds 超过 Vin+nVo 时，RCD 缓冲电路通过导通缓冲二极管 (Dsn) 吸收漏电感中的电流。假定缓冲电容足够大，以致其电压在一个开关周期内不会发生变化。当 MOSFET 关断并且 Vds 被充电至 Vin+nVo 时，初级电流通过缓冲二极管 (Dsn) 流至 Csn。同时，次级二极管导通。因此， Llk1 两端的电压为 Vsn-nVo。i sn 的斜率如下所示：

其中， i sn 指流至缓冲电路的电流， Vsn 指缓冲电容 Csn 两端的电压，n 指主变压器的匝比，Llk1 指主变压器的漏电感。时间 ts 可以表达为：

其中， i peak 指初级峰值电流。缓冲电容电压 (Vsn) 应该在最小输入电压和满载条件下确定。一旦确定了 Vsn，最小输入电压和满载条件下缓冲电路耗散的功率可以表达为：

其中，fs 指反激式转换器的开关频率。Vsn 应该为 nVo 的 2 至 2.5 倍。若 Vsn 很小，可能导致缓冲电路中出现严重的损耗，如上面方程式所示。

另一方面，由于缓冲电阻 (Rsn) 消耗的功率为 Vsn2/Rsn，电阻可由下式得出：

应该根据功耗，选择缓冲电阻以及合适的额定功率。缓冲电容电压的最大纹波可由下式得出：

通常，合理的纹波为 5-10%。因此，可采用上述方程式计算缓冲电容。

当转换器设计为 CCM 运行模式时，漏极峰值电流以及缓冲电容电压随输入电压增加而降低。最大输入电压和满载条件下的缓冲电容电压可由下式得出：

其中，fs 指反激式转换器的开关频率，Llk1 指初级端漏电感，n 指变压器匝比，Rsn 指缓冲电阻，Ipeak2 指最大输入电压和满载条件下的初级峰值电流。当转换器在最大输入电压和满载条件下以 CCM 模式运行时，Ipeak2 可由下式得出：

当转换器在最大输入电压和满载条件下以 DCM 模式运行时， Ipeak2 可由下式得出：

其中， Pin 指输入功率， Lm 指变压器的励磁电感， VDCmax 指整流后的最大直流输入电压。验证在瞬变期间和稳态期间， Vds 最大值分别低于 MOSFET 额定电压 (BVdss) 的 90% 和 80%。缓冲二极管的额定电压应该高于 BVdss。通常，在缓冲电路中采用额定电流为 1 A 的超快二极管。

实例

某个采用 FSDM311 的适配器具有以下规格：85 Vac 至 265 Vac 的输入电压范围，10 W 输出功率，5 V 输出电压，和 67 kHz 开关频率。当 RCD 缓冲电路采用一个 1 nF 缓冲电容和一个 480 kW 缓冲电阻时，图 4 显示交流开关导通瞬间，在 265 Vac 的几个波形。

图 4. 包含 1 nF 缓冲电容和 480 kW 缓冲电阻的启动波形

在图 4-7 中，通道 1 至 4 分别代表漏极电压（Vds，200 V/div），电源电压（VCC， 5 V/div），反馈电压（Vfb， 1 V/div）和漏极电流（Id，0.2 A/div）。内部 SenseFET 上的最大电压应力大约为 675 V，如图 4 所示。根据数据表，FSDM311 额定电压为 650 V。额定电压过高的原因有两个：错误的变压器设计和 / 或错误的缓冲电路设计。图 5 显示原因。

图 5. 稳态波形，带有 1 nF 缓冲电容和 480 kW 缓冲电阻

为了保持可靠性，稳态时的最大电压应力应该等于额定电压的 80% (650V * 0.8 = 520 V)。图 5 显示稳态时，并且 Vin = 265 Vac 时，内部 SenseFET 上的电压应力高于 570 V。然而，Vin+nVo 约为 450 V (= 375V + 15 * 5V)，这说明变压器匝比为 15，这是一个合理的值。因此，缓冲电路必须重新设计。

使 Vsn 为 nVo 的两倍，即 150 V，并且测得的 Llk1 和 i peak 分别为 150 μH 和 400 mA。缓冲电阻计算如下：

Rsn 释放的功率计算如下：

使缓冲电容电压最大纹波为 10%，则缓冲电容可由下式得出：

图 6 和 7 显示采用 14 kW (3 W) 和 10 nF 时的结果。

图 6. 启动波形，带有 10 nF 缓冲电容和 14 kW 缓冲电阻

图 7. 稳态波形，带有 10 nF 缓冲电容和 14 kW 缓冲电阻

启动和稳态时内部 SenseFET 上的电压应力分别为 593 V 和 524 V。它们分别为 FSDM311 额定电压的 91.2% 和 80.6% 左右。

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文章来源于:电路一点通原文链接

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