上篇我们聊了变频器主回路的设计和计算，主要的还是主要参数的计算以及选型的注意事项，今天我们继续往下说，聊聊变频器的辅助电源部分。

01前言

辅助电源，也就是交直交主回路意外的其他变换电源，一般我们习惯叫开关电源。开关电源综合应用了半导体变流技术、电子及电磁技术、自动控制技术等电力电子技术，它和线性稳压电源相比，具有功耗小、效率高、体积小、重量轻、稳压范围宽等突出的特点，因而被广泛应用变频器的辅助电源。但开关电源突出缺点是产生较强的电磁干扰EMI。它产生的EMI信号，既占有很宽的频率范围，又有一定的幅度。这些EMI信号经过传导和辐射方式污染电磁环境，对通讯设备和电子仪器造成千扰。如果处理不当，开关电源本身就会变成一个子扰源。

由于IGBT模块化的程度越来越高，主回路的设计不再那么复杂，反倒是开关电源这块儿显得更为难搞。今天我们就来简单聊一聊开关电源部分。

之前我们在DC-DC部分讲过几个主要的电路拓扑，有聊过正激和反激两种转换方式，而对于小功率开关电源设计中，单端反激式变换器是应用最为广泛的一种拓扑，多路输出较为方便。

02单端反激式原理

我们在来简单地了解一下单端反激式的变换原理，下面是一个简单的电路图:

单端反激变换电路是脉冲变压器原副边隔离多输出的结构，原边开关Q1导通，从同名端的标注可知，副边感应电压因二极管D反向不能产生回路电流，原边输入能量以磁能形式存储在隔离变压器(也是电感器)中;当开关Q1断开时，二极管D正向偏置导通，副边对电容充电和对负载供电的电流。由于开关Q1与二极管D的工作相位相反，即开关Q1关断时D开通，耦合能量经副边传至负载，因此称作反激式变换器。该电路的优点就是简单，只需要一个磁元件，一个开关就可以完成多输出隔离，降、升压的要求。

该电路的磁元件设计有一定要求，它既是隔离变压器，又是储能的电感，在多绕组输出时要求有良好的交叉调节特性(即副边绕组相互之间耦合小)。由于隔离变压器具有储能作用，为了使磁芯不易饱和，一般使用软磁粉末压制的磁芯并增加磁芯气隙来增大磁芯的储能，使其不易达到饱和。

这里使用了反馈回路进行输出电压控制，确保不同负载下输

出电压的稳定(普遍都会有此反馈)。

接下来我们以一个例子来聊聊反激式开关电源的设计步骤。

03设计和计算

设计要求：

1、输入电源范围：DC250V～DC850V

2、电源输出稳态精度指标：

第1路：输出电压+15±5%V，输出功率33W;

由此进行二次稳压，输出电压+5±5%V，输出功率4W;

第2路：输出电压-15±5%V，输出功率2W;

第3路：输出电压24±10%V，输出功率10W;

【注】：

①第1路和第2路为共地电源，第3路为独立电源;

②当输入电压小于400V时，开关电源能正常工作，输出功率可降为20W，当输入电压在400V~800V时，要求输出功率能达33+2+10=45W。

3、电压纹波指标：各路输出纹波<2%。

4、电源噪声指标：各路输出噪声<5%(20MHz)。

5、输出功率指标：输出功率10～45W

6、绝缘耐压及安规指标：电源输入对输出耐压3750VAC。功率模块(1200V模块)驱动电路电源之间绝缘电压2500VAC。功率模块(600V模块)驱动电路供电的电源之间绝缘电压1200VAC。

确定拓扑

由于电源输出路数较多，且输出功率不大，电路选取完全能量传递方式单端反激式电路结构，如下图：

开关管驱动控制芯片选电流控制型PWM芯片UC2844(这类芯片也是蛮多的，系列延伸也多，大家可以去了解一下)，输出稳压控制采用TL431基准源，开关频率设定为41kHz。

确定电源工作状态参数

①计算变压器原边输入功率

我们这里假设变压器的传输效率是95%，那么其原边的输入功率为：

Pin=Pout/0.95=45/0.95=47.4W

②确定最大导通占空比

设最小输入电压Uin,min=400V时，Dmax=31%

③确定开关频率和变压器原边电感量

当输入电压为400V时，

假设开关频率f=41kHz，则有

取L=4mH。

④计算变压器原边电流峰值

⑤最大导通时间

⑥确定变压器变比并计算反激时间

由于变压器工作在完全能量传递方式，其激磁和去磁的伏秒积相等，故有：

假设K=13，则：

⑦校验

满足能量传递方式的要求。

变压器绕组电流的计算及线径、匝数的选取

①计算变压器原边电流有效值

②变压器原边绕组线径的选取

取导线的电流密度为24A/mm ，则线径：

实际选取0.5mm。

③计算副边绕组电流峰值

副边绕组电流与负载电流波形如下：

在电路稳定工作时，流过副边绕组滤波电容的平均电流为零，因此有副边绕组电流的平均值等于负载电流，即：

第一路：

第二路：

第三路：

④计算副边绕组电流有效值

第一路：

IS1=0.462*6.88=3.12A

第二路：

IS2=0.462*0.41=0.19A

第三路：

IS3=0.462*1.3=0.6A

⑤副边绕组线径的选取

按计算所需导线直径时，应考虑趋肤效应的影响，当直径大于两倍穿透深度时，应尽可能采用多股导线并绕。当f=40kHz时，圆铜导线的穿透深度为0.3304mm，所以这里采用多股导线并绕，取导线的电流密度为24A/mm ，则线径：

第一路：

实选0.75*4mm

第二路：

实选0.5mm

第三路：

实选0.75mm

⑥变压器原边匝数计算

实选130匝。

其中：

ΔB——磁感应强度(单位:T)，与磁芯材料、绕组电流大小和匝数有关

A——磁芯截面积(单位:2 mm)，这里选EC35磁芯。

此处Ton的单位用us。

⑦变压器副边主反馈绕组匝数计算

第一路：

⑧变压器副边其它绕组匝数计算

第二路：

第三路：

实取15匝。

副边输出滤波电容纹波电流有效值计算和电容选取

①按输出纹波电压的要求计算最小输出电容

当电路稳定工作时，对任意负载均有：

其中：C为电容容量，Rc为电容阻抗。

各路输出纹波电压根据要求按1%计算，得各路电容应满足的必要条件：

第一路：

第二路：

第三路：

②副边输出滤波电容纹波电流有效值计算

第一路：

第二路：

第三路：

③滤波电容的选取

综合考虑以上3个条件：容量、阻抗、纹波电流的大小，选取以下电容：

第1路：

3*1000uF/35V，其并联后的阻抗小于0.019Ω，允许纹波电流大于5.19A;

第2路：

560uF/35V，其阻抗小于0.082Ω，允许纹波电流大于1.16A;

第3路：

1000uF/35V，其阻抗小于0.058Ω，允许纹波电流大于1.71A。

副边整流二极管的选取

①二极管反向耐压

第一路：

第二路：

第三路：

考滤开关电源上电时的冲击电压，以上各管均选反压200V以上的二极管。

②二极管正向电流及损耗

第一路：

第二路：

第三路：

整流二极管截止时，承受的反向电压值

选取整流二极管要保证反向耐压值URM>UDP，整流二极管电流有效值应满足IF>Po/Uo=Io。

此外，为减小输出纹波和噪声，变压器副边输出整流二极管应选快恢复二极管，且负载较大者应在副边整流二极管两端并联阻容吸收电路，注意吸收电容的耐压值要高，这里取R=100Ω，瓷片电容C=470pF，耐压1kV。

开关电源原边电路参数的计算

原边电路图如下：

①驱动电阻Rdrv的选取

这里Vcc>15V，当开关管Q的G极电压达10V时，开关管能完全开通。为了使开关管的开通和关断损耗最小，则应使：

取Rdrv=33.3Ω，其损耗为

P=fCiVCC²=41*0.99*15²/10³=9.1mW

其中

Rdrv——开关管门极驱动电阻

Ci——开关管Q的输入电容

tr,tf——开关管开通和关断时间

②电流采样电阻Rs的选取

由于UC2844的第3脚电平大于等于1V时，其第6脚输出低电平，则为了使电源能输出最大功率，选：

Rs=1/Ip=1/0.76=1.32Ω

实际选用1Ω/1W。

③电流环滤波时间常数R1C1的确定

本电路主要是为了滤除门极驱动电流对UC2844第3脚电平的影响，一般门极驱动电流影响UC2844的电平小于0.1V能满足要求。故有：

解得

R1C1≥193.8ns

取：R1=1kΩ，C1=470pF

④吸收电路参数RCD的计算

a.电容C的选取

吸收电容的容量计算：

设原边电感的漏感储能全部由电容转化为吸收电容的储能，则：

其中：

Ls——原边电感漏感

C——吸收电容容量

Uc——吸收电容电压

一般要求ΔUc<50V，Ls<120uH，则C可选：

吸收电容耐压的计算，电容耐压的选取：

Vc>13*15+50=245V

我们这里取600V。

b.吸收电阻的选取

这里我们选取：R=51K/2W*2，其损耗为

P=(13*15)²/(102*1000)=0.373W

c.二极管D的选取：

反向耐压要求

VR>800+13*15+50=1045V

由于变压器电感的电流峰值才0.76A，故选：D=1A/1400V可满足要求。

⑤开关管Q的选取

直流母线电压短时可能达到850V， 所以MOS管截止时，集射极间承受的最大峰值电压

UCEP=Ui+nUo=850V+210=1060V

MOS管最大电流为

Ip+IRCD=0.95+0.265=1.215A

式中，IRCD为MOS管导通时RCD吸收电路产生的电流，可由下面吸收电路计算得到。

考虑到启动瞬间MOS管电压比正常工作时要高，所以选择1500V的MOS管，其损耗为

式中，

Co.Q——MOS管输出电容，125pF

Ron.Q——MOS管导通电阻，10Ω

tf——MOS关断时的电流下降时间，60ns

⑥启动电阻R2、R3的选取

依UC2844资料，其最大静态工作电流为1mA，则应使：

选取：R2=100K/2W*2+51K/2W*2;R3=100KΩ。

⑦启动电容C2的选取

a.副边输出电压上升时间tro的计算：

由于在副边电压上升的过程中，电压环不起作用，仅有电流环起作用，电源进入限流工作模式，按变压器的传输效率为0.95计算，有：

b.启动电容C2的估算：

UC2844资料表明，当电源电压低于10V，UC2844停止工作，其工作时最大工作电流为17mA，考滤其外围电路的影响，取20mA。为了确保电源能一次性启动完成，同时留1V裕量，应使：

(16-11)C2≥20tro

C2=4tro=36uF

暂取C2=100uF。

⑧打嗝电阻R4的估算

即

R4=133Ω

根据经验，我们这里暂取R4=50Ω。

⑨振荡电阻电容的选取

由于振荡频率为输出开关频率的两倍，根据UC2844资料，选：

RT=4.7KΩ，CT=4.7nF

实际设计中，这两个参数还需要根据实验进行调整。

⑩开关管Q的功耗计算

电压控制环参数计算

电压反馈电路如下：

副边电压变化速度不快，故可采用低速光耦，适用的光耦有：TLP521、PS2501、PC817等，这里采用PS2501，其最小电流传输比为80%。为了能反映反馈电压的变化，光

耦应工作于线性区，所以当反馈电压为+15V时，设计光耦副边电流为1mA，其原边电流IF=1.25mA，原边压降UD=1.2V，I431A≈2mA。此处TL431A作比较器用， 即由R1、R2确定的REF端电压U8与TL431A内部的2.5V基准电压进行比较，因此阴极电位由外部电路决定。当反馈电压为+15V时，U8=2.5V，设定阴极电位U阴极为11V(U阴极可以设定的范围为+5V~+12V，若设定值太大，管子功耗将大大增加)。当反馈电压大于+15V时，U8增大，U阴极减小，IF增大，UC2844调节副边电压降低。同理可分析反馈电压小于+15V的情况。

①分压电阻R1、R2的选取

忽略TL431的Iref(约4uA)的影响，则有：

选：R1=10KΩ，R2=2KΩ

②电阻R7的选取

根据UC2844的资料和前面计算结果，得：

得VP1=3.68V

为了不使光耦原边工作电流过小，取R7=1KΩ，此时流过光耦副边的电流为：

(5-3.68)/1+1=2.32mA

根据PS2501资料查得此时光耦原边电流约1.55mA，压降

约1V。

③电阻R4、R5的选取

为了使电源有较好的电压调节范围，设计时选TL431第1脚的工作电压为10V左右。

R4(1.55+1/R5)+1=15-10=5V，取R4=R5，得R4=R5=2.6KΩ，实取R4=R5=2KΩ。此时TL431第1脚的工作电压为11V。

④比例电阻R3和积分电容C2的选取

此电源设计时其开关周期为24.4us，为使电源有较好的稳定度，选取R3C2约为开关周期的4~5倍，即

24.4*4=97.6

选R3=10KΩ，C2=10nF

⑤微分电阻R6和微分电容C1的选取取

为使电源有较快的动态响应速度(小于1周期)，同时又不致于过于灵敏，选：

R6C1=20us，取R6=2KΩ，C1=10nF。

以上的计算只是初步的，具体还需要根据实验进行调整!

电源输出过压保护电路

原理图如下：

电路的工作电源为UC2844的电源，电路的保护输出端为Q3的集电极。电路在上电或正常工作时，稳压二极管DZ1截止，Q2由于其基极下拉电阻R5而处于截止状态，Q1由于其基极上拉电阻R1也处于截止状态;同时Q1和DZ1的漏电流在R5上的压降不致Q2导通，Q2的漏电流在R1的压降不致Q1导通，由于Q1、Q2的正反馈作用，Q3处于截止状态。当电源输出过压时，UC2844电源的电压也随之增大，当大于约18.6V时，DZ1、Q2、Q3导通，Q3导通使开关电源停止工作，Q2导通使Q1导通，同时由于Q1、Q2的正反馈作用，使其处于保持导通状态，直至UC2844的电源电压低于某值，流过Q1、Q2的电流小于其保持电流，电路才恢复截止状态。但由于UC2844的电源有300KΩ的启动电阻与开关电源的输入相连，使流过Q1、Q2的电流大于其保持电路，因此电路有可能会一直处于保护状态，直至变频器掉电。但若电路参数设计得当，电路则工作于过压打嗝保护状态。

①器件功能

稳压二极管DZ1，过压设定值;

电阻R2~R4，三极管Q1~Q3的基极限流电阻;

电阻R1，三极管Q1的基极上拉电阻;

电阻R5，三菜管Q2的基极下拉电阻;

三极管Q1、Q2，与周围电阻构成触发保护电路;

电容C1、C2，滤波电容，提高电路的抗干扰性能。

②参数计算

a.选DZ1为18V的稳压管，选Q1为PMBT4403的三极管，Q2、Q3为PMBT4401的三极管;根据Q1~Q3的资料，取其电流放大倍数均为30。

b.取R2=R3=R4=R5，同时能使电路在UC2844电源电压低于5V时自动解除封锁，则：

得：R2=11.1KΩ，取R2=R3=R4=R5=10KΩ。

c.为使电路能自动解除封锁，则R1应满足：

得R1<1.3KΩ,取R1=1KΩ。

d.由于本电路要具有一定的抗干扰性能，同时本电路对过压保护的速度要求不高，电容C1、C2选常用的0.1uF电容。

04开环DC/DC开关电源

在大功率机型中，每个IGBT的驱动需要提供一个正向开通电源和一个反向关断电源，6路IGBT需要6组电源，这些电源一般通过DC/DC变换得到。由于该电源的原边电压来自前级的AC/DC变换，电压值一般比较稳定(12V、15V或者24V)，因此这里的DC/DC变换采用开环控制即可。

如下图：

通过合理设定NE555的开关频率和占空比和脉冲变压器的变比，可以得到稳定输出的直流电压，无需反馈。由于是低压DC/DC变换，开关管使用的是低压高速mos管，NE555的开关频率一般可以到100k，这也提高了脉冲变压器的转化效率。