在上一期的本文（一）中，我们谈到了常见的衰减式唱放的设计方法，仅是粗略的谈了一点儿，在实际制作中肯定考虑的事情还要稍微多点儿，例如管子的选择、总增益的计算、电路结构的不同（分为衰减式、负反馈式）、失真的控制（对于小信号来讲，这并不是重点，但依旧要考虑）、频响的要求（这点儿很重要，对于唱放均衡电路来讲，其频响通常要达到100KHz）、均衡特性的误差、电路是否还要兼顾MC唱头放大的部分功能等等，事实上，在这个简短的文章中，我们不可能面面俱到，最主要的还是需要我们自已掌握一些基本的电路知识，在这个基础上再来涉及到唱放电路的设计制作。

我们再回到本文的主题，也就是为朋友设计的这台6N3衰减式唱放电路。

在本文中所涉及到的设计中，我不再对各级的放大倍数、输出阻抗进行详细的介绍，那些基础知识如果看家有兴趣可自行下载各种书籍复习。

朋友使用的唱机采用的是MM唱头，但是考虑到之后他仍有可能升级到MC唱头的应用，所以这个电路设计中虽然适用于MM唱头的放大，但是依然可以在本电路的第一级前加入10倍的唱头输入变压器以达到两种唱头的通用。

图一是6N3这只国产双三极管的基本特性

图 一

对于这个衰减式唱放电路，首先的主要构思就是两级共阴极放大加一级阴随器电路的形式，将衰减网络安排在电路的第二级共阴极放大电路与最后的阴随器电路之间，这样的好处是可以较好的利用阴随器电路的阻抗匹配作用。

对于唱放电路来讲，为了尽量减少各级阻容耦合电路时间常数对于均衡网络的不利影响，最好的办法是采用级间直耦（输出级除外），所以在设计本唱放前，就决定了这个电路除了输出耦合电容外全程直耦处理，这样看上去各级的工作点牵扯太多，但实际上对于整机RIAA均衡特性的控制是有莫大好处的。

将不包含具体网络参数的原始电路给了出来，如图二所示

图 二

朋友希望这台唱放的灵敏度高一些，也就是电路的放大倍数大一些，所以本电路将6N3的屏极负载电阻取到82K阻值。

要计算均衡网络中的R8、R14、C2、C7的准确参数，如文一所讲，我们必须要先求出第二级电路的输出阻抗，先求出管内阻：

Ri=µ/S=35/5.9≈6KΩ

电路输出阻抗：Rsc=6k//82K≈5.6K

我们设:R8=120K

则：C7=2187/(120+5.6)= 17.412n

C2=750/(120+5.6)= 5.971n

R14=318/17.412=18.263K

那么包含均衡网络元件参数的完整电路如下图三所示：

图 三

得出图三的完整电路以后，我们肯定要对电路所得到的RIAA均衡特性进行检查，以核查本电路的均衡特性与RIAA标准均衡特性间的精度误差。

图四中的绿线代表的是图三电路所得到的真实均衡特性曲线，红线则是RIAA标准均衡特性曲线。

图 四

图四的特性初看上去好像不错，但是仔细对比，你会发现，图三电路所得到的低频特性曲线比标准曲线的增益要略高一些，大概10Hz的幅度要略高过零点几分贝，100KHz处的高频增益要低过标准均衡特性曲线一些，为了精确越见，我将图四中的误差部分放大查看，低频和高频增益差别如下图五、图六所示

图 五

图 六

图五中可以瞧见，本电路在低频20Hz处的增益与标准RIAA均衡特性相比高了约0.135dB；图六中可以得知，本电路在20KHz高频增益相比于RIAA标准增益低了97.6mdB，约低了0.1dB左右(但是在100KHz的高频处增益低了约0.8dB)。

从图五、图六的实际仿真结果来看，我们的电路在计算时的精确度在20Hz的低频处增益高了约0.135dB、在20KHz处的增益低了约0.1dB，相比于大多数的唱放而言，这个值已经相当不错了，但是如果我们要追求更高的均衡特性精度呢？例如它为什么20Hz的低频增益高了0.135dB？20KHz的高频增益低了0.1dB呢？我们是否能够通过更精确地计算或措施能让这个电路达到与标准均衡特性更小的误差？相信，这个更高的目标才是我们设计这个唱放的最终目的。

我们将低高频增益误差的问题，一个一个逐步解决，先来分析低频增益误差产生的原因。

在电子管唱放电路中，如果我们按照正常的设计思路，将均衡网络前的电压放大级输出阻抗值已经计算出并代入到电路，依旧出现了低频增益增大或减小的情况，毫无疑问，那是由于放大电路输出阻抗的计算出现了偏差所致（如本文的前文一所交待的内容）。在图三计算均衡网络的电路中，已经按照电路的要求计算得到了第二级电压放大级的输出阻抗约为5.6K，从仿真得到的结果看，显然这个值依旧有较大的误差。误差出现在哪儿？

在计算管子内阻时，管子的内阻为6KΩ,我们是按照管子物理特性的基本公式得到的，那就是管子的内阻等于电子管的放大倍数与跨导的比值Ri=µ/S。这有错误吗？这个公式显然是正确的，但问题的根源在于，跨导值对于一只三极管来讲，并不是一个一成不变的常数，当跨导产生变化时，电子管的管内阻也自然发生了改变。

如果了解真空管基础知识的朋友们应该清楚，对于一只三极管来讲，它的µ放大系数通常是一个常数，不过，其跨导与内阻却并一定，手册中管子的内阻通常指的是其位于阳栅特性曲线的平滑上升段处的典型值，但是在管子处于较小屏流的弯曲段时，其跨导与内阻相比于其平直上升段的值会有显著的不同，这时其内阻通常较典型值高，跨导变低（此时跨导与内阻的乘积值通常不会改变，亦就是µ值不会产生明显变化），仔细分析图三唱放电路低频增益相比标准变高的原因，毫无疑问，是我将电子管典型工作状态下的管内阻代入到了计算公式中，亦就是说，6K欧的管内阻是厂家所给出的这只管子在推荐工作状态下（曲线平滑上升段）的典型值，但可能并不是这只管子在工作在较小屏流状态下的精确值。为了求得6N3这只管子在图三电路的工作点下较为准确的管内阻值，所以特地将6N3这只管子的特性曲线找了出来并精确求解，在本电路中第二级工作在屏流约为2.5mA处的较小值，如图七：

图 七

第二级电路工作点栅负压约为-3V，所以在图七中我选用了-3V的那根栅压阳流曲线，在其中选择了2mA和3mA上所对应的两点屏压，根据变化的阳压除以阳流，计算得出，在这一区间，6N3的管内阻等于：

（141V-130V)/(3mA-2mA)=11KΩ

由此看来，在较小屏流下的管内阻远大于我们之前代入到电路中的6K欧管内阻值。

我们将11K欧管内阻代入到电路中重新计算第二级电路的输出阻抗：

Rsc=11K//82K≈9.7KΩ

在图三电路计算时，我们是按照Rsc=5.6K代入到电路进行计算的，现在实际的9.7K输出阻抗相比于之前的5.6K值多了4.1KΩ，所以我们要将这个多出的4.1K值从120K（R8）的那个电阻中扣除，这样我们可以确保在图三电路中的C2、C7、R14值不变的情况下得到更加精确的低频特性，如下图八所示：

图 八

从图八中可以看到，即使将20Hz处的特性单独拿出进行放大对比，其特性相较于标准特性也是完全重合的，其误差可以忽略不计（图上标计为误差为0dB，实际上精度小于0.01dB没有问题）。

从本文图六可知，本电路在100KHz高频增益相比于RIAA标准增益低了0.8dB，在20KHz处约低了0.1dB左右，这个问题所产生的根源是在哪儿呢？简单的常识，这个现象跟采用电压三极管作为末级的阴随器无关，因为阴随器是100%的电压负反馈，其单级的频响轻松上MHz且可以保持完全平直。这个电路在音频域极高频段中细微的衰减完全是电路本身的开环特性所致，与均衡网络无关。

也许有人会问：凭什么武断的说这个极高频的均衡特性精度误差是电路的开环特性引起？事实上，这个电路的开环频响特性是可以计算出来的，我们通过如下公式：

(式中，C0为电路输入电容、Rsc为电路输出阻抗)

（式中AV为电路放大倍数）

我们通过计算图八所示电路（不考虑均衡网络和阴随器电路影响，只考虑前两级电压放大电路的频响上限），先求出第二级电路的等效输入电容。

C0=2.6+1.3(1+31)=44pF (31为电路放大倍数)

上式中的第一级电路输出阻抗同第二级电路输出阻抗大致一致，约为9.7K，代入到上式可以求出来前面两级电路的频响上限约为370KHz（-3dB），通常在这个指标下，图八的唱放电路在100KHz下的本底衰减就有零点几分贝了。

对于一个无环路负反馈，且没有任何特性均衡措施的电路来讲，对于其频响特性的自然衰减和高频拓宽是无能为力的，只有自然遵从。但是在这个唱放均衡电路中，对于这个电路的高频特性，我们是可以进行补偿的，例如电路的高频衰减多了，我们可以让均衡网络在高频的衰减幅度减少一些，这个互补的原理很简单，相信有点儿基础的朋友们都会理解。

最终，在图八电路中的那只R8电阻上，并联了一个由R7与C1串联的RC网络，让数百千赫极高频的信号不通过那只116KΩ电阻，使得极高频信号的增益抬升细微，让本电路的高频均衡特性与标准均衡网络特性完全重合，最终修改的电路以及所对应的均衡特性与标准均衡特性的对比如下图九所示：

图 九

通过图九本电路均衡特性与标准RIAA均衡特性的对比，可以看出，图九电路的理论仿真值与标准RIAA均衡特性达到了完全一致，自此，本文的6N3唱放电路在设计上达到了成功，其理论精度误差与标准特性相比小于0.01dB。

当然，唱放电路在实际制作中远没有如此简单，例如本文为补偿极高频的R7与C1的串联，那只C1可以利用小型空气可变电容进行调整得到，但前提是需要对其极高频的频响进行完整的测试，测试频率要达到100KHz，可能您会发现其极高频频响与我们这儿给出的还存在着一些不同，因为在唱放的焊接搭棚或者PCB设计时，还存在着电压放大级的信号线与地线间的分布电容，它们的平行走线、交叉位置的不同导致的分布参数都会有细微不同，而这些不同也会引起电路极高频特性的细微区别。但是对于优秀的唱放来讲，个人DIY最大的困难在于要得到如此高的RIAA均衡精度必须要依靠极为昂贵的仪器进行测量，这对于绝大多数的朋友来讲几乎是不可能的。同时，这个电路中的几只阴极旁路电容的容量不得随意减小，否则阴极阻容电路所带来的时间常数的变化将直接影响到整机最后的低频特性，将会使得本电路为追求极高的均衡精度所付诸的努力前功尽弃。

整机中对元件精度要求最高的是R8、C2、C7、R14，如有可能，它们最好精确到Ω、pF，电阻可以通过多只电阻的串联获得，电容可以通过多只电容的并联得到，它们必须通过数字电桥或者至少四位半数字表的精细挑选配对，同时它们的温漂必须尽量的小。

相比于负反馈式唱放均衡电路的设计来讲，衰减式均衡网络具有计算简单、衰减特性容易满足、声音自然的优点，这也是衰减式均衡网络得到无数厂家和DIY发烧友喜爱的原因。