在本文中，我们将调查电动车牵引逆变器采用 SiC 技术的优势。我们将展示在各种负荷条件下逆变器的能效是如何提升的，包括从轻负荷到满负荷。使用较高的运行电压与高效的 1200V SiC FET 可以帮助降低铜损。还可以提高逆变器开关频率，以对电机绕组输出更理想的正弦曲线波形和降低电机内的铁损。预计在所有这些因素的影响下，纯电动车的单次充电行驶里程将提高 5%-10%，同时，降低的损耗还能简化冷却问题。

简介

近期的新闻表明，纯电动车 (BEV) 的数量增加得比之前的预期要快。这促使汽车制造商（包括现有制造商和新加入的制造商）重新投入到电动车研发中，设法找到最有效的技术来尽可能提高能效、降低体积和重量以及尽可能从昂贵的电池组中获益，从而延长单次充电行驶里程。这让 SiC 晶体管迅速进入电动车的车载充电器和直流转换器中。鉴于牵引逆变器处理 10 倍的功率电平，如果 SiC 晶体管能在该环境中具备类似的优势，则将改写功率半导体格局。为此，SiC 技术需要提供清晰的成本性能优势，清除所有必然的障碍，以实现可付诸制造的可靠逆变器系统设计。逆变器前所用的升压级无疑要使用 SiC，理由与我们之前讨论车载充电器和直流转换器时给出的理由相同。在本文中，我们会考察电动车逆变器采用 SiC 技术的主要优势，探讨基于 UnitedSiC 技术的几种实施方案。

SiC 技术的主要优势

典型电动车的行驶工况，尤其是在城市内使用的电动车，会导致逆变器大部分运行寿命内都在轻负荷或中负荷下运行，但是伴有频繁的停止和启动。但是设计逆变器时必须考虑所有最差情况下的应力，如快速加速、爬陡坡和在各种环境温度下运行。图 1 显示的是典型双电平电压源逆变器，可用于驱动内部永磁电机。这是纯电动车的常用配置，其逆变器置于电机附近。通常，逆变器开关会处于控制下，以便对电机绕组施加 3 相交流电压。这一目标通过按照控制器命令开关电源开关来实现，频率为 4-10kHz，可产生最高 1kHz 的基础交流电频率。总功率电平范围可达 50-250kW，适合电动客车。所用的直流电压取决于电池系统，而且由于使用升压转换器将各种电池电压转换为逆变器所用的固定直流电压，此电压在不久的将来可能会从现在的 300-500V 提高为 600-800V，较高的电压在提供相同的功率时可以降低电流和铜损。

图 1：使用双电平电压源转换器体系结构的电动车牵引逆变器

功率开关的损耗来自开关有电流经过时的导电损耗和开关打开与关闭时的开关损耗。导电损耗与开关频率无关，但是开关损耗与开关频率成正比。

图 2 表明了 SiC FET 与硅 IGBT 的特征。在任何给定电流下，ID*VDS 的乘积都能表示给定导电损耗。因此，很容易看出，在采用单极 SiC FET 时，没有采用 IGBT 时会出现的拐点电压，这对于最高 200A 的所有电流电平都是有益的，在轻负荷和中负荷运行对应的较低电流下尤其有益。

图 2：200A SiC FET 和 IGBT 的导电损耗特征

图 3 是适合 750 V 器件的基于低导电损耗 IGBT 与 SiC FET 的逆变器在 400 V 总线 8kHz 下运行时的导电和开关损耗的比较。IGBT 解决方案即使在 8kHz 下的开关损耗也很可观，因而在 25kHz 下就无法有效利用。基于 SiC 的解决方案不仅在所有输出水平下都具有较低的导电损耗（在 8kHz 下，损耗会大幅降低），而且还能在较高的逆变器频率下使用（能效很高）。

图 3：基于 1200V IGBT 和 SiC FET 的逆变器，在导电和开关方面的功率损耗比较。在所有情况下都有损耗差异，在 25kHz 下的差异非常大 

电动车逆变器不同于传统工业电机驱动的另一个方面是，它需要双向电力传输。在再生制动期间，系统要控制开关，允许这个逆变器充当整流器，而电机充当发电机，从而允许电能流回电池内。SiC FET 可让第三象限导电具有同样低的导电损耗，这意味着可以采用同步整流，以便在此运行模式下也保持非常低的损耗。在采用 IGBT 时，这是不可能实现的，且反向并联续流二极管处理反向功率流时的损耗较高。

额定电压

目前，有许多电动车逆变器都是基于 750V IGBT 的，逆变器总线电压为 300-500V。为了更高效地处理大功率，1200V 开关允许使用电压为 600-800V 的电池。

表 1 显示了200kW 纯电动车牵引驱动所用的 450A，750V 半桥模块的一些计算数据，驱动基于额定值同样为 750V 的低导电损耗 IGBT 和 UnitedSiC FET。每个开关位置都使用 3 个 IGBT 和 3 个二极管。它们被替换成 6 个堆叠式 SiC FET，每个 SiC FET 的电阻为 5.4mohm，体积不超过原来的一半。案例 1 和 2 显示了 8kHz 下的总导电损耗、开关损耗和总损耗的差异。在 200kW 下，总损耗会减半，而在 50kW 下，总损耗会接近原来的四分之一。鉴于逆变器大部分时候在轻负荷下运行，这一特点十分有益。请注意，采用 SiC FET 时，导电损耗和开关损耗都比较低，但是在 200kW 下，开关损耗相差近 8 倍。该表还表明，同一个模块还可用于最高 300kW 下，保持所有 FET 低于 Tj=150C，从而允许将同一个逆变器硬件用于 300kW 的系统。案例 3 表示了一个处理 300kW 的更好办法，就是每个开关采用 8 个 SiC FET，将峰值损耗从 3425W 降为 2666W。

表 1：200kW 电动车逆变器中所用的基于 750V IGBT 与基于 750V SiC FET 的 450A，750V 3 相逆变器模块的运行功率损耗的比较。表的下半部分比较了在 200kW 逆变器中使用的 400A，1200V IGBT 模块与对应的 1200V SiC FET 模块。在所有情况下，我们都考虑在 90℃ 冷却温度下使用钉状翅片散热器类 3 相模块。在所有情况下，最高结温度都保持在 150℃ 以下，即使 SiC FET 的额定值为 175℃ 且能承受短时间达到 200℃ 也是如此。较低的开关损耗可以用于在 25kHz 下运行逆变器，从而提高波形质量，降低铁损。即使在此情况下，也可以看到 SiC FET 解决方案（表 1 案例 4）在所有负荷情况下的损耗都低于 IGBT 解决方案。在输出功率为 200kW 时，IGBT 解决方案在 8kHz 下会耗散 3580W 功率，而 SiC FET 解决方案在 25kHz 下耗散的功率为 2061W。该模块可在 6 个并联 SiC FET 内实现 250kW 输出

如果每个开关仅使用 4 个 SiC FET，则可以用较高损耗为代价实现更低的成本。这种情况如表 1 案例 5 所示，此时，损耗仍然远低于基于 IGBT 的解决方案。

该表的下半部分比较在使用 1200V 晶体管且运行总线电压为 800V 情况下的损耗。它将每个开关 4 个 IGBT 和 4 个二极管（案例 6）与每个开关 4 个 SiC FET（案例 7、9）的情况进行对比。如果使用 SiC FET，则在 8kHz 下的损耗不到全功率下的一半，而在 50kW 下则为全功率的四分之一。案例 8 表明在每个开关 6 个 SiC FET 的情况下，这个模块如何轻易扩展到 300kW 运行功率。虽然由于开关损耗过高，无法以 25kHz 的频率开关这些 IGBT，但是案例 9 表明了如何使用 SiC FET 实现这一频率，同时维持高能效。损耗仍然远低于 IGBT 在 8kHz 下运行时的损耗，而且同样地，更平缓的波形也可以帮助降低电机铁损，同时逆变器开关的频率大大超过可听频率范围。请注意，在所有情况下，在相同占板面积下，该模块的功率输出都较高。

极端条件

对于包括电动车逆变器在内的所有电机驱动，一个重要的安全要求是要能够经受维护或运行期间的短路。此类短路可能发生在直流总线各处，从电机绕组到接地的整段电路上或绕组之间。对于半导体开关，这意味着在打开并发生短路时开关必须能够经受住，直至栅极驱动在 3-5µs 内检测到该短路并关闭开关。此外，在开关已经导电的情况下，也可能发生短路。在任何情况下，开关都必须能够经受此类短路，而无论在此类短路发生时芯片的起始温度有多高，且器件特征不能发生改变，以致使用寿命降级。

图 4 比较了 IGBT、SiC MOSFET 和 SiC FET 的短路耐受时间 (SCWT) 差异。在短路时，SiC MOSFET 会经受极高的峰值电流，这可能会损坏 MOSFET 栅极二极管。可以通过使用较低的栅极电压驱动对此进行管理，它可以降低短路电流，代价是导电损耗非常高。SiC FET（包含堆叠在 SiC JFET 上的 Si MOSFET）在这方面的表现要好得多。峰值饱和电流可以调整，提供所需的短路耐受时间，而这种调整引起的导电损耗变化非常小。饱和电流由 JFET 设定，因而与对 MOSFET 施加的 VGS 无关。实验表明，SiC FET 可以安全处理 100 多次重复事件带来的此类应力。此外，即使起始芯片温度达到 200°C，器件也能处理此类短路。

图 4：IGBT、SiC MOSFET 和 SiC FET 的耐短路能力比较，以及处理重复性冲击的能力排名

图 4 中的半导体按比例绘制，其中 SiC FET 为芯片体积最小的 100A 器件。SiC JFET 的一个重要优势是能够经受短路期间生成的大量热量，它构成 SiC FET 堆叠式共源共栅的基础。芯片大小不同也解释了使用 SiC FET 为什么可以在给定模块占板面积下降低导通电阻。

基于 SiC 的逆变器的技术方法

最常用的逆变器拓扑结构是图 1 中有名的双电平电压源转换器。与此类逆变器一同使用的开关类型称为硬开关，会在转换期间导致开关两端高压和经过开关的电流重叠。根据图 3 的结果，设计师可以采用的一个方法是使用快速开关 SiC 器件降低开关损耗和导电损耗，即使频率高达 25kHz 时也是如此。在这种情况下，开关转换发生在高 dV/dts 下。在纯电动车中，与在标准工业驱动中一样，逆变器和电机之间的电线长度长并不是问题。然而，直接对电机绕组应用高 dV/dt 波形可能在隔离范围中造成大位移电流。可以在逆变器输出端使用滤波器对此进行整流，仅让高 dV/dt 部分变得更平滑，像所谓的 dV/dt 滤波器一样，或使用一整套 sinus 滤波器来平滑波形，提供几乎完美的正弦曲线输出。很明显，如果开关频率较高，则滤波会比较容易。预计，减少电流波形中的波纹会让电机的整体能效提高 1-3% 并延长电机寿命。这种能效好处可以转化成更长的单次充电行驶里程或减小电池体积。

另一个方法是让开关维持在 5-8kHz 的低频率，并运行 dV/dt 额定值非常低的器件，例如 8V/ns 以下。在这种情况下，每个循环的开关重叠损耗可能非常高，但是低频率可以让总功率损耗可控。图 5 显示的是这种情况下使用 SiC FET 的首选技术。堆叠的低压 MOSFET 仅仅用作启用开关，以确保在启动和短路故障条件下进入长关运行，但是 SiC JFET 栅极直接开关。这能实现非常低的 dV/dts 和最低损耗。该方案可实现非常出色的短路处理能力，如果 JFET 栅极达到 +2.5V 而不是 0V，它可将导电损耗进一步降低 15%-20%。为了管理第三象限导电，可将 JFET 与低死区时间一同使用，也可仅在死区时间内添加小 JBS 二极管以承载续流电流。图 5 右侧的图显示的 SiC JFET 的第三象限行为。 

图 5：直接驱动 JFET 栅极并使用堆叠式 N 沟道 MOSFET 作为启动开关的开关方案。它让实施低 dV/dt 开关变得更加容易 

还有一个更复杂但是可以实现最高能效的方法是应用全谐振开关，如使用辅助谐振变换极方法一样，为此，Pre-Switch Inc. 开发了新型控制器。图 6 显示的是电路拓扑结构和典型的开关波形，它可完全消除打开和关闭开关损耗同时维持低 dV/dts。虽然此电路有助于降低 IGBT 开关损耗和提高能效，但是 IGBT 仍然要承受由于需要移除每个循环中存储的电荷造成的损耗。此外，IV 曲线中的拐点电压的导电损耗影响也依旧存在。因而，SiC FET 能在所有负荷条件下获得最好的峰值能效，它是没有尾电流和拐点电压的单极器件。转换器还可以在 50-100kHz 这样非常高的频率下运行，带来更平滑的正弦曲线输出波形。这可以通过降低铁损进一步提高电机效率，再结合尽量降低的逆变器功率损耗，可让纯电动车提高最大单次充电行驶里程。图 6 中就是使用此模型与 SiC FET 的紧凑型 200kW 逆变器示例。

图 6：可消除逆变器中所有开关损耗的 ARCP 拓扑结构。该结构与 SiC FET 配合可以实现非常高的功率密度，而不会有高 dV/dt 开关问题。这会带来非常高的电机运行能效以及非常高的逆变器能效 

结论

许多工业和学术团体都进行过深入调查，结论是 SiC MOSFET 在提高牵引逆变器能效和延长纯电动车单次充电行驶里程方面优势显著。在本文中，我们讨论了这一评估结果的原因，并考虑了 SiC 逆变器中所用的功率晶体管的坚固性需求。我们介绍了适合纯电动车逆变器的三种实施拓扑结构，让用户可以选择最适合其总体系统约束条件的方法。为了获得最高的能效，ARCP 方案消除了所有开关损耗，能最大程度利用 SiC FET 能带来超低导电损耗的特性。