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研发客服本应用笔记给出了MAX2205 RF功率检测器针对不同峰均比信号测试时所采用的测量方法，并从数学角度探讨了MAX2205的工作原理。
MAX2205功率检测器的输入级由图1所示的两个三极管组成，输出电压和输入信号电压幅值成正比。
图1. MAX2205输入级框图
对于那些峰均比(PAR)随调制类型而改变的复杂调制，MAX2205的输出并不是准确的平均功率。这篇应用笔记的附录提供了深入的数学分析，通常必须进行一些修正。下面是MAX2205功率检测器工作在不同PAR信号时的实验结果。
测量
测量采用MAX2205评估板完成(参考图2)。
图2. MAX2205评估板原理图
信号频率
1.9GHz
800MHz
450MHz
测量的调制类型
QPSK调制，3.5dB PAR
QPSK调制，6.5dB PAR
QAM调制，6dB PAR
测量结果
图3至图5使用3.5dB PAR作为参考点或“零”误差。调整R2对不同频段进行匹配，并产生期望的输出电压范围。
图3. 1.9GHz信号频率(fIN)的误差测量，其中
VCC = 2.8VDC
R2 = 150Ω
图3a. +25°C时误差和信号的关系
图3b. -40°C时误差和信号的关系
图3c. +85°C时误差和信号的关系
图4. 800MHz信号频率(fIN)下的误差测量，其中
VCC = 2.8VDC
R2 = 150Ω
图4a. +25°C时误差和信号的关系
图4b. -40°C时误差和信号的关系
图4c. +85°C时误差和信号的关系
图5. 450MHz信号频率(fIN)下的误差测量，其中
VCC = 2.8VDC
R2 = 330Ω
图5a. +25°C时误差和信号的关系
图5b. -40°C时误差和信号的关系
图5c. +85°C时误差和信号的关系
结论
MAX2205响应的是输入电压，不是输入电压的平方。PAR改变时，输出电压也将改变。
PAR越高，产生的误差越大。室温下，一个6.5dB PAR信号的误差在1.9GHz是0.9dB，在800MHz是0.55dB，而在450MHz是0.56dB。使用较低的耦合功率(也就是对检测器较低的关联功率)会减小误差，但也会压缩功率检测器的动态范围。对于某些情况，这个误差是可以接受的，并且可以使用一个单独的查找表查询从3.5dB到6.5dB的峰值因数。附录给出的分析解释了在输入功率较低时误差会减小的原因。
温度对误差的影响不大。
多频带应用时可能需要一个以上的查找表。但是，输出电压曲线在不同频率下是相似的，而且可能设计一个修正因数，允许只使用一个查找表。
附录—采用二极管I/V特性实现功率检测的详细数学分析和典型电路
对于这个分析，二极管的I/V特性是：
我们将针对不同信号输入的条件进行I/V分析。
图6所示功率检测器具有对称的三极管Q1、Q2，I1、I2和R1、R2。双极型三极管Q1调整输入电压VI。当AC输入信号VAC为零时，三极管Q2提供一个直流偏移电压来平衡VO使其为零。C1为保持电容，其数值通过VO所允许的压降设置。Q1和Q2的直流偏置应该相等，以抵消温漂的影响。
图6. 典型的功率检测电路
Q1的发射极电流是：
其中，VQ是Q1的基极偏置电压，VC1是C1处的电压，且信号Vi = VAC x cos(ωt)作用于Q1。
与式1相比，可根据Vi = VQ + VAC x cos(ω x t) >> VT作如下近似运算：
其中：
VAC = 交流输入信号的峰值幅度
VQ = 基极和发射极的直流压差
b = VAC/VT
In(b) = 修正的n阶Bessel函数
IE的直流成分是：
当VAC >> VT时，I0(b)可近似为：
因此，
因为I = I1恒流源与双极型三极管的发射极串联，所以IE_DC应该等于I1。因此，
同时，考虑双极性三极管Q2，它和Q1一样：
其中，VC2是C2 (Q2的发射极)的平均直流电压。
对于对称电路的设计，I1 = I2。因此，
从式9我们可推导出：
我们知道VO = VC1 - VC2，并且b = VAC / VT。因此，
这是输入信号较大时，输入电压和输出电压之间的近似关系。
从式11可知：
VO对VAC是近似的线性关系，因为VAC包含在式11的第二项，需要开方并取对数。因此，输出电压会在输入信号较大时随PAR变化。
当VAC >> VT时，温度的影响很小。
当输入信号较小时，式4中的I0(b)可近似为：
与式9类似，我们知道：
因此，
当x较小时，ln(1 + x) =x，由此可得：
式15说明：
输出电压与RF输入信号的电压幅值的平方成正比，电压幅值的平方与功率成正比；因此，在平方定律范围内，功率检测器的输出电压与输入信号的功率成正比。
输出电压与温度成反比。
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