本应用笔记给出了MAX2205 RF功率检测器针对不同峰均比信号测试时所采用的测量方法,并从数学角度探讨了MAX2205的工作原理。
MAX2205功率检测器的输入级由图1所示的两个三极管组成,输出电压和输入信号电压幅值成正比。
图1. MAX2205输入级框图
对于那些峰均比(PAR)随调制类型而改变的复杂调制,MAX2205的输出并不是准确的平均功率。这篇应用笔记的附录提供了深入的数学分析,通常必须进行一些修正。下面是MAX2205功率检测器工作在不同PAR信号时的实验结果。
测量
测量采用MAX2205评估板完成(参考图2)。
图2. MAX2205评估板原理图
信号频率
1.9GHz
800MHz
450MHz
测量的调制类型
QPSK调制,3.5dB PAR
QPSK调制,6.5dB PAR
QAM调制,6dB PAR
测量结果
图3至图5使用3.5dB PAR作为参考点或“零”误差。调整R2对不同频段进行匹配,并产生期望的输出电压范围。
图3. 1.9GHz信号频率(fIN)的误差测量,其中
VCC = 2.8VDC
R2 = 150Ω
图3a. +25°C时误差和信号的关系
图3b. -40°C时误差和信号的关系
图3c. +85°C时误差和信号的关系
图4. 800MHz信号频率(fIN)下的误差测量,其中
VCC = 2.8VDC
R2 = 150Ω
图4a. +25°C时误差和信号的关系
图4b. -40°C时误差和信号的关系
图4c. +85°C时误差和信号的关系
图5. 450MHz信号频率(fIN)下的误差测量,其中
VCC = 2.8VDC
R2 = 330Ω
图5a. +25°C时误差和信号的关系
图5b. -40°C时误差和信号的关系
图5c. +85°C时误差和信号的关系
结论
MAX2205响应的是输入电压,不是输入电压的平方。PAR改变时,输出电压也将改变。
PAR越高,产生的误差越大。室温下,一个6.5dB PAR信号的误差在1.9GHz是0.9dB,在800MHz是0.55dB,而在450MHz是0.56dB。使用较低的耦合功率(也就是对检测器较低的关联功率)会减小误差,但也会压缩功率检测器的动态范围。对于某些情况,这个误差是可以接受的,并且可以使用一个单独的查找表查询从3.5dB到6.5dB的峰值因数。附录给出的分析解释了在输入功率较低时误差会减小的原因。
温度对误差的影响不大。
多频带应用时可能需要一个以上的查找表。但是,输出电压曲线在不同频率下是相似的,而且可能设计一个修正因数,允许只使用一个查找表。
附录—采用二极管I/V特性实现功率检测的详细数学分析和典型电路
对于这个分析,二极管的I/V特性是:
我们将针对不同信号输入的条件进行I/V分析。
图6所示功率检测器具有对称的三极管Q1、Q2,I1、I2和R1、R2。双极型三极管Q1调整输入电压VI。当AC输入信号VAC为零时,三极管Q2提供一个直流偏移电压来平衡VO使其为零。C1为保持电容,其数值通过VO所允许的压降设置。Q1和Q2的直流偏置应该相等,以抵消温漂的影响。
图6. 典型的功率检测电路
Q1的发射极电流是:
其中,VQ是Q1的基极偏置电压,VC1是C1处的电压,且信号Vi = VAC x cos(ωt)作用于Q1。
与式1相比,可根据Vi = VQ + VAC x cos(ω x t) >> VT作如下近似运算:
其中:
VAC = 交流输入信号的峰值幅度
VQ = 基极和发射极的直流压差
b = VAC/VT
In(b) = 修正的n阶Bessel函数
IE的直流成分是:
当VAC >> VT时,I0(b)可近似为:
因此,
因为I = I1恒流源与双极型三极管的发射极串联,所以IE_DC应该等于I1。因此,
同时,考虑双极性三极管Q2,它和Q1一样:
其中,VC2是C2 (Q2的发射极)的平均直流电压。
对于对称电路的设计,I1 = I2。因此,
从式9我们可推导出:
我们知道VO = VC1 - VC2,并且b = VAC / VT。因此,
这是输入信号较大时,输入电压和输出电压之间的近似关系。
从式11可知:
VO对VAC是近似的线性关系,因为VAC包含在式11的第二项,需要开方并取对数。因此,输出电压会在输入信号较大时随PAR变化。
当VAC >> VT时,温度的影响很小。
当输入信号较小时,式4中的I0(b)可近似为:
与式9类似,我们知道:
因此,
当x较小时,ln(1 + x) =x,由此可得:
式15说明:
输出电压与RF输入信号的电压幅值的平方成正比,电压幅值的平方与功率成正比;因此,在平方定律范围内,功率检测器的输出电压与输入信号的功率成正比。
输出电压与温度成反比。