将高压衰减到低压电路可以承受的水平，而不会过驱动或损坏。在电源路径控制电路中，有助于设置电源欠压和阈值。这种电源电压鉴定电路存在于汽车系统、电池供电的便携式仪器以及数据处理和通信板中。

将高压衰减到低压电路可以承受的水平，而不会过驱动或损坏。在电源路径控制电路中，电阻分压器有助于设置电源欠压和阈值。这种电源电压鉴定电路存在于汽车系统、电池供电的便携式仪器以及数据处理和通信板中。

欠压锁定 (UVLO) 可防止下游电子系统在异常低的电源电压下运行，这可能会导致系统故障。例如，当电源电压低于规格时，数字系统可能会表现不稳定甚至死机。当电源为可充电电池时，欠压锁定可防止电池因深度放电而损坏。过压闭锁 (OVLO) 保护系统免受具有破坏性的高电源电压的影响。由于欠压和过压阈值取决于系统的有效工作范围，因此电阻分压器用于通过相同的控制电路设置自定义阈值。即使在存在电源噪声或电阻的情况下，也需要阈值滞后来获得平滑且无抖动的锁定功能。在讨论了一个简单的 UVLO/OVLO 电路后，

欠压和电路

图 1. 使用电阻分压器、比较器和电源开关的电源欠压锁定。（：Analog Devices）

图 1 显示了一个欠压锁定电路（目前没有滞后）。它有一个比较器，其负输入端带有正参考电压 (V T )。比较器控制电源开关，打开或关闭电源输入和下游电子系统之间的路径。比较器的正输入从输入连接到一个电阻分压器。如果电源打开并从 0 V 开始上升，则比较器输出初为低电平，使电源开关保持关闭状态。当比较器的正输入达到 V T时，比较器输出跳闸。此时底部电阻中的电流为V T /R B。R T中流过相同的电流如果比较器没有输入偏置电流。因此，比较器触发时的电源电压为 V T + R T × V T /R B = V T × (R B + R T )/R B。这是由电阻分压器设置的电源 UVLO 阈值。例如，1 V 的 V T和 R T = 10 × R B产生 11 V 的 UVLO 阈值。低于此阈值，比较器输出为低电平，打开电源开关；高于此 UVLO 阈值时，开关闭合，电源流过以启动系统。通过改变 R B和 R的比例可以很容易地调整阈值吨。电阻值由为分压器预算的偏置电流量设置（稍后会详细介绍）。要设置 OVLO 阈值，只需交换比较器的两个输入（例如，参见图 2 中下方的比较器），这样一个高电平输入会强制比较器输出为低电平并打开开关。

虽然不是本文的重点，但可以使用 N 沟道或 P 沟道功率 MOSFET 来实现开关。前面的讨论假设一个 N 沟道 MOSFET 开关在其栅极电压较低（例如 0 V）时打开（高电阻）。要完全关闭（低电阻）N 沟道 MOSFET，栅极电压必须至少高于电源电压 MOSFET 阈值电压，需要电荷泵。LTC4365、LTC4367和LTC4368等保护控制器集成比较器和电荷泵以驱动 N 沟道 MOSFET，同时仍然消耗低静态电流。P 沟道 MOSFET 不需要电荷泵，但栅极电压极性相反；也就是说，低电压关闭，而高电压打开 P 沟道 MOSFET 开关。

回到电阻分压器：一个 3 电阻串设置欠压和过压锁定阈值（图 2），与使用两个独立的 2 电阻串相比，节省了一个分压器的偏置电流。UVLO 阈值为 V T × (R B + R M + R T )/(R B + R M )，而 OVLO 阈值为 V T × (R B + R M + R T )/R B. 与门将两个比较器的输出组合在一起，然后将其发送到电源开关。因此，当输入电压介于欠压和过压阈值之间时，电源开关闭合为系统供电；否则，开关打开，断开系统电源。如果分压器电流消耗不是问题，则单独的欠压和过压分压器可以更灵活地独立调整每个阈值。

图 2. 使用单个电阻分压器的欠压和过压锁定。（：Analog Devices）

带迟滞的欠压和过压闭锁

在图 1 中，如果电源上升缓慢且有噪声，或者如果电源具有导致电压随负载电流下降的固有电阻（如电池），则比较器的输出将随着输入反复切换高电平和低电平越过其 UVLO 阈值。这是因为由于输入噪声或负载电流通过电源电阻的压降，比较器的正输入反复高于和低于 VT阈值。对于电池供电的电路，这可能是一个永无止境的振荡。使用具有迟滞的比较器可消除这种颤动，使开关转换更加平滑。如图 3 所示，迟滞比较器针对上升输入（例如，V T + 100 mV）和下降输入（例如，VT – 100 毫伏）。比较器级的迟滞由 R B和 R T放大到电源级的200 mV × (R B + R T )/R B 。如果电源输入端的噪声或压降低于此滞后，则消除了颤动。如果比较器提供的迟滞不存在或不足，则有一些方法可以增加或增加迟滞。所有这些方法都在分压器抽头处使用正反馈——例如，上升比较器输入在比较器跳闸时跳得更高。为简单起见，以下等式假设比较器中没有固有滞后。

图 3. 使用从分压器抽头到电源开关输出的电阻添加欠压锁定阈值迟滞。（：Analog Devices）

从分压器到输出的电阻器（图 3）：

从分压器抽头（比较器的正输入）到电源开关输出添加一个电阻器 (R H )。当电源从 0 V 开始上升时，比较器的正输入低于 V T并且比较器输出为低电平，从而使电源开关保持关闭状态。假设由于系统负载，开关输出为 0 V。因此，R H与R B并联用于输入阈值计算。上升输入欠压阈值为 V T × ((R B || R H ) + R T )/(R B || R H )，其中 R B || R H = R B × R H/ (R B + R H )。开关在高于此阈值时打开，将电源连接到系统。为了计算下降输入欠压阈值，R H与 R T并联，因为开关闭合，给出下降输入欠压阈值：V T × (R B + (R T || R H ))/R B，其中 R T || R H = R T × R H /(R T + R H )。如果比较器本身有一些迟滞，用 V T代替与前面等式中上升或下降的比较器阈值。回想一下图 1 的示例，其中 V T = 1 V 且 R T = 10 × R B ，在没有比较器迟滞或 R H的情况下，上升和下降阈值均为 11 V。添加一个 R H = 100 × R B，如图 3 所示，得到 11.1 V 的上升输入阈值和 10.09 V 的下降阈值；即 1.01 V 的迟滞。此方法不适用于 OVLO，因为上升输入会关闭电源开关，导致 R H将比较器输入拉低（再次打开开关）而不是拉高。

图 4. 使用开关 (a) 分流电阻器或电流和 (b) 串联电阻器添加欠压或过压锁定阈值迟滞。（：Analog Devices）

接通电阻器（图 4）：

添加迟滞的另一种方法是接通一个电阻器，改变底部电阻器的有效值。开关电阻器可以并联（图 4a）或串联（图 4b）。考虑图 4a：当 V IN为低电平时（比如 0 V），比较器的输出（UV 或 OV 节点）为高电平，从而导通 N 沟道 MOSFET M1 并将 R H与 R B并联。假设 M1 的导通电阻与 R H相比可以忽略不计，或者包含在 R H的值中。上升输入阈值与图 3 中的相同：V T × ((R B || R H ) + R T )/(R B || R H )。一旦VIN高于此阈值，比较器输出为低电平，关闭 M1 并断开 R H与分压器的连接。因此，下降输入阈值与图 1 中的相同：V T × (R B + R T )/R B。继续我们的示例，其中 V T = 1 V、R T = 10 × R B和 R H = 100 × R B，上升输入阈值为 11.1 V，下降阈值为 11 V；即，RH产生 100 mV 的迟滞。此方法和以下方法可用于欠压或过压锁定，因为它们的用途取决于比较器输出如何打开电源开关（未显示）。

图 4b 的配置给出了上升输入阈值 V T × (R B + R T )/R B和下降输入阈值 V T × (R B + R H + R T )/(R B + R H ). 图 4 中的R H = R B /10，将 11 V 作为上升输入阈值，将 10.091 V 作为下降阈值，即 909 mV 迟滞。这表明图 4b 的配置需要更小的 R H才能产生更大的滞后。

切换电流（图 4a）：

图 4a 的电阻器 R H可以用电流源 I H代替。这种方法用于LTC4417和LTC4418优先级控制器。当 V IN低时，比较器的高输出启用 I H。在输入阈值上升时，比较器的负输入为 V T。因此，R T中的电流为 I H + V T /R B，产生上升阈值为 V T + (I H + V T /R B ) × R T = V T × (R B+ R T )/R B + I H × R T。一旦 V IN高于该阈值，I H就会被比较器的低输出关闭。因此，下降阈值与图 1 相同：V T × (R B + R T )/R B，输入阈值迟滞为 I H × R T。

电阻分压器偏置电流

前面的方程假设比较器输入的输入偏置电流为零，而示例仅考虑了电阻比而不是。比较器输入具有输入失调电压 (V OS )、参考误差（可以与 V OS合并）以及输入偏置或漏电流 (I LK )。如果分压器偏置电流 V T /R B在图 1 的跳变点，比输入泄漏大得多。例如，100 倍于输入泄漏电流的分压器电流可将泄漏引起的输入阈值误差保持在 1% 以下。另一种方法是将泄漏引起的阈值误差与失调电压引起的阈值误差进行比较。比较器的非理想性将图 1 输入欠压阈值方程更改为：(V T ± V OS ) × (R B + R T )/R B ± I LK × R T（类似于前面的迟滞电流方程），它可以重写为 (V T ± V OS ± I LK × R B × R T /(RB + R T )) × (R B + R T )/R B。输入泄漏表现为比较器阈值电压中的误差，并且可以通过适当的电阻选择将与失调电压相关的误差降至，即 I LK × (R B || R T ) < V OS。

例如，LTC4367 欠压和过压保护控制器的 UV 和 OV 引脚的漏电流为 ±10 nA，而 UV/OV 引脚比较器的 500 mV 阈值失调电压为 ±7.5 mV（500 mV 的 ±1.5%）。预算 ±3 mV（500 mV 的 ±0.6%，或小于 7.5 mV 偏移量的一半）泄漏导致的阈值误差给出 R B || R T < 3 mV/10 nA = 300 kΩ。要使用 0.5 V 比较器阈值设置 11 V 输入欠压阈值，需要 R T = R B × 10.5 V/0.5 V = 21 × R B。因此，R B || R T = 21 × R B /22 < 300 kΩ，给出 R B < 315.7 kΩ。R B接近的 1% 标准值为 309 kΩ，得到 R T为 6.49 MΩ。跳变点的分压器偏置电流为 0.5 V/309 kΩ = 1.62 A，是 10 nA 漏电流的 162 倍。当化分压器电流而不增加由于比较器的输入泄漏电流引起的阈值误差时，这种分析很重要。

结论

电阻分压器可通过相同的基于比较器的控制电路轻松调整电源欠压和过压锁定阈值。电源噪声或电阻需要阈值滞后，以防止电源开关在电源超过阈值时抖动。已经展示了实现欠压和过压闭锁迟滞的几种不同方法。基本原则是当比较器跳闸时，在分压抽头处有一些正反馈。在添加或增加保护控制器 IC 的迟滞时，一些方法取决于比较器输出的可用性或 IC 输出引脚上的类似信号。选择电阻值时，应注意不要让比较器的输入泄漏成为阈值误差的主要。