今天给大家分享的是施密特触发。

主要是关于：

• 1、搭建的

• 2、如何设计施密特触发电路？

• 3、怎么改进晶体管施密特触发电路

一、有什么作用？

是一个决策电路，用于将缓慢变化的模拟信号电压转换为2 种可能的二进制状态之一，具体取决于模拟电压是高于还是低于预设阈值。

二、不能用 CMOS 来设计施密特触发器吗？

CMOS器件

CMOS 器件可以用来设计施密特触发器，但是不能选择阈值电压，只能在有限的电源电压范围内工作，例如：4HC14 在 +5v 下运行，阈值通常为 2.4v 和 1.8v。

或者你也可以使用比较器芯片，通过额外的分立电阻定义阈值。

74 CH14

如果你需要处理嘈杂或者失真的数字信号，可以使用 CMOS 器件。但如果你要求不寻常的电压或者精确的阈值，就需要设计一个特殊的电路。

三、双晶体管施密特触发器及其工作原理

假设输入电压 Vi 接近于 0，T1 没有基极电流，所以 T1 处于关闭状态。T2 通过 R1和 RA 汲取基极电流，因此 T2 处于开启状态（并且根据设计，T2 是饱和的 - 集电极-发射极电压 Vce 接近于零），因此 Vo 位于由下式形成的分压器的中点 R2 & RE，介于 +V 和地之间。

双晶体管施密特触发器

现在假设 Vi 开始增加，T1 的发射极电压由流入 T2 的电流保持固定，因此当 Vi 达到高于该值 0.6v（称为VP）时，T1 将吸收一些基极电流并开始导通。

这个时候，T1 开始使 T2 缺乏基极电流，因此 T2 开始关闭，因此其发射极电压开始下降。但这会增加 T1 的基极-发射极电压，因此 T1 会更快地开启。正反馈使电路进入 T1 开启（并且设计为饱和）而 T2 关闭的状态，Vo 现在靠近 +V。

最后，假设 Vi 开始回落到 0，T1 的发射极电压现在由其自身的发射极电流控制。当 Vi下降到高于该值约 0.6v 时（称为 Vn ），T1 将开始关闭，这允许 T2 再次开始开启，将其自己的发射极电流添加到 T1 的，从而向上推动发射极电压。这迫使 T1 更快地关闭，并且正反馈再次使电路快速进入其他状态，T1 关闭，T2 开启。

阈值和电流

这里需要强调一下重要的设计约束。假设 Vi 从零开始缓慢上升，并达到 T1 开启的阈值。该阈值 ( VP ) 由流经 Re 的 T2 的发射极电流设置。一旦 Vi 达到 VP，T2 就关闭，通过 RE 的电流现在通过 T1。

假设该电流大于来自T2 的电流。如果是这样，T1 的发射极电压会在 T1 开启时突然升高。但随后 T1 会突然发现其基极电压 ( Vi ) 现在小于其新的发射极电压，并会立即关闭。但随后它的发射极电压会再次下降，因此它会再次开启。换句话说，电路会振荡。

因此，必须确保 T1 中的电流（I1）小于 T2 中的电流（I2），否则电路将无法工作。

并且由此得出，T2 再次开启的阈值（Vn ）必须低于 VP。这两个阈值之间的差异被称为电路的“滞后”，类似于变压器铁芯中发生的情况。

四、如何设计晶体管施密特触发器？

设计一个电路来数字化这种嘈杂和失真的信号，提供+5v 和+24v 的电源轨，输出信号必须与在 +5v 下运行的数字逻辑兼容。

如果可以调整输入信号以适应 +5v 电压轨，则可以使用基于 CMOS 逻辑（例如 HC14）的施密特触发器，也可以使用比较器。

但这里显而易见的方法是使用 +24v 电源轨的基于晶体管的设计，我主要会选择几个容易获得的 30v npn 开关。

1、确定阈值 VP

从波形上看，它可能应该在 12 或 13v 左右。

2、选择 在T2 中流动的电流

较低的值可以节省能源，但意味着集电极负载电阻的值较高，这可能会减慢开关边沿。

现在在 T2 选择 3 mA ，那么发射极电阻 RE ： [12v / 3mA] = 4k，使用 3.9kΩ。

接下来，R2： [(24v - 12v) / 3mA] = 4k，这里使用 3.9kΩ。

电流电压计算公式

3、选择 T1 的集电极电流，从而选择较低的阈值电压VN

噪声尖峰比较麻烦，I1： [9v / 3.9kΩ] = 2.3 mA 时，将目标设置为 9 或 10v 左右，这将产生大约 4v 的滞后。

R1：[(24v - 9v) / 2.3mA] = 6.5k，使用 6.2 kΩ。

R3 限制 T1 的最大基极电流，最大基极电流可以为： [2.3mA / 30] = 77μA（因为晶体管的电流增益不会低于 30）。

R3： [(24v - 9v) / 77μA] = 194k，使用 180kΩ。（假设电路由零阻抗电压源驱动，如果不是，则可以从 R3 中减去源阻抗。）

RA & RB：RA 用于在 T1 关闭时限制 T 2的基极电流，而 RB 确保不受温度影响。

这两个电阻形成一个分压器，它必须将 T2 的基极设置为（例如）12.6v，T1 关闭，并吸收明显高于 T2 基极电流的电流，该电流不能超过 [3mA / 30] = 100μA。

选择通过 RA 和 RB 的泄放电流为 500μA 左右，使其远大于 T2 的基极电流。

那么如果 R1 为 0 ，RA+ RB ：[24v / 0.5mA] = 48kΩ。

分压器中点为 12.6v，[ RB / ( RA + RB )] = [12.6v / 24v] = 0.53，这意味着 RB = 1.1 RA。

RB： [48k x 1.1/2.1] = 25k ；RA： [48k - 25k] = 23k。

但是 R1 不是零，而是 6.2kΩ，因此 RA 的实际值为 [23k - 6k] = 17k。因此，将值四舍五入，因为更多的电流无关紧要。

RA = 15kΩ 和 RB = 22kΩ。

五、晶体管施密特触发器

现在，所有的值都确定，就可以大概开始设计，电路按预期工作，在 12v 和 8v 下切换。

双晶体管施密特触发器（初始设计图）

双晶体管施密特触发器仿真模拟图

该电路的输出从大约 13v 摆动到 24v，而规范说输出电平应该是 0v 和 5v，因此 我需要添加一个由 +5v 电源轨供电的电平转换晶体管来解决这个问题。

最简单的解决方案是添加一个 pnp 逆变器，并且在 15kΩ 电阻 R6（即 RA）上包括一个电容（4.7 或 10nF），使电路开关更快、更干净——输出边沿的上升和下降时间约为 500 纳秒。

双晶体管施密特触发器最终设计如下图所示：

双晶体管施密特触发器最终设计

最终这个电路使用了 3 个晶体管和 9 个电阻，1 个电容。这13个组件占 了很大的PCB面积，可能组装成本也会比较高，应该会有更好的解决方案。

晶体管施密特触发器改进电路

1、晶体管数量不变，电阻数量减少，有效地利用 PNP晶体管的增益

最初的晶体管电路实际上只是具有正反馈的长尾对，像这样画出来，并从第三个 (pnp) 晶体管 T3 获取反馈，就得到了下图所示的电路。它的工作原理与之前的电路类似，只是现在更有效地利用了 pnp 晶体管的增益。

晶体管施密特触发器改进电路

这里使用更少的电阻 - 其中一个仅用于将输出摆幅限制在所需的 5v。

和之前一样，当输入电压 Vi 接近于零时，T1 没有基极电流，所以它处于关闭状态。T2开启（使RC短路），T3 也是如此，输出 Vo 为高电平。

随着 Vi 上升，迟早它会达到足以让T1 开始开启的值。这必须在 T1 的基极电压略高于 T2时发生。RA 和 RB 形成一个分压器，定义 T2 的基极电压，这两个电阻定义了上限阈值VP。

当 T1 打开时，它会关闭T2和T3，输出Vo下降到接近零（假设RC足够大）。

现在假设 Vi 开始下降。当 T1 的基极电压降至刚好低于T2时， T1将再次关闭。该电压由分压器RC - RA - RB固定，并且可以设置在零（如果RC =∞）和VP之间的任何位置。

上述电路的一大优点是 VP和 VN 都由分压器定义，因为它们将在基于比较器的解决方案中。

2、晶体管数量减少，将两个方案合二为一，组件减少 （9个）

最初的设计解决方案过于复杂（13 个组件），因为它分两个阶段解决了问题——首先制造施密特触发器，然后安装电平转换器。

晶体管施密特触发器改进电路

将这两个阶段合二为一并比用 pnp 类型替换 npn 晶体管更简单，该解决方案仅使用 9 个组件。

该电路（几乎）与原始电路完全相同，只是交换了 +24v 和接地。

原电路中+13v 和+24v 的输出电平现在变为+11v 和0v，规范要求 +5v 和 0v，所以我只需要大约一半的可用输出摆幅，我可以通过为 R2A和 R2B 选择合适的值来获得。

3、使用 COMS器件 74CH14 来代替

如果你看到这里的话，应该知道施密特触发电路是如何工作的，并且知道如何设计一个施密特触发器以及怎么去调整。

如果你还想简化电路的话，你可以考虑下面这种方法。当然这并不是一个容易的问题，关键还是取决于你设计的系统类型。

如果输入信号相对较大，并且你要求 VP 和VN 必须相距很远（例如，为了抑制干扰噪声）并且系统已经包含分立元件，则基于晶体管的解决方案可能是 COMS器件。

具体的可以看下面这个电路，设计示例可以通过下面这个简单的电路来解决，但是实际效果怎么样，需要看在实践中的效果。

晶体管施密特触发器改进电路