测量系统中的电流是监控系统状态的基本但强大的工具。凭借先进的技术，电子或电气系统的物理尺寸正在大幅缩小，从而降低了功耗和成本，而在性能方面并没有太多折衷。每个电子设备都在监控自己的健康状况和状态，这些诊断提供了管理系统甚至决定其未来设计升级所需的重要信息。

测量系统中的电流是监控系统状态的基本但强大的工具。凭借先进的技术，电子或电气系统的物理尺寸正在大幅缩小，从而降低了功耗和成本，而在性能方面并没有太多折衷。每个电子设备都在监控自己的健康状况和状态，这些诊断提供了管理系统甚至决定其未来设计升级所需的重要信息。

越来越需要测量系统中的各种电流，从极小的电流水平到几安培的电流。例如，在以下情况下可以确定系统中电流流动或消耗的高动态范围：

除了正常操作之外，睡眠/非活动电流用于确定总体负载性能和电池/电源功率估计。

ATE/测试环境需要处理极小/低微安电流水平到安培水平的电流，以进行研发或生产水平测试。

生产车间环境，用于捕获生产问题（IC 下的助焊剂、不需要的焊接短路或开路）以及正常的操作功能测试。

工业设备监控、ON 和 OFF 期间的功耗提供了设备的健康状况，例如，在设备中监控的正常电流和泄漏电流以确定其随时间的磨损。

图 1. 电流检测放大器 (CSA) + 检测电阻。

图 1 显示了带有检测电阻器的 CSA。在存在高达 80V 的更高电压电平（共模电平）应用的情况下，外部的简单电流检测放大器 (CSA)（但具有迎合精度和准确度的架构的复杂集成电路设计）和检测电阻器是解决方案测量电流时的大多数问题。电流检测放大器目前具有一流的准确度和精密度，可以满足实现微安级电流水平的需求，同时仍能保持更好的信噪比 (SNR) 性能，从而提供系统设计所需的测量分辨率。

然而，为设计人员选择优化的 CSA 并非易事。应考虑权衡取舍（图 2）：

可用供应

可检测电流（转化为器件的输入失调电压 (V OS ) 有多低）
可检测电流（转换为输入检测电压 (V SENSE )）

R SENSE允许的功耗

图 2. 使用 CSA 和 R SENSE时要考虑的设计约束。

由于差分电压范围由电流检测放大器的选择来设置，因此增加 R SENSE值可提高较低电流值的测量精度，但功率耗散在较高电流时较高，这可能是不可接受的。此外，感测电流的范围也会缩小 (I MIN : I MAX )。

降低 R SENSE值更为有利，因为它降低了电阻器的功耗，增加了检测电流范围。降低 R SENSE值会降低 SNR（这可以通过平均来改善，以平均输入端的噪声）。应该注意的是，在这种情况下，设备的偏移会影响测量的准确性。通常，在室温下进行校准是为了提高系统精度，通过增加某些系统的测试成本来抵消失调电压。

此外，输入差分电压范围 (V SENSE ) 取决于电源电压或内部/外部参考电压和增益：

在实现高电流范围的任何应用中，目标是化目标精度预算的动态范围，这通常由以下等式估算：

对于输入失调电压约为 10μV 的大多数 CSA，V SENSE-RANGE通常为 100mV。请注意，如果选择 V SENSE_MIN作为 10xV OS因数，则对于未校准系统中的 ±10% 误差，这多提供 3 个十倍频程。同样，如果选择100xV OS ，则可以实现 ±1% 的误差范围，但动态范围会缩小到 2 个十进制。因此，动态范围和精度之间存在权衡：收紧精度预算会降低 V SENSE_MIN规定的动态范围，反之亦然。

需要注意的一点是，在 CSA + R SENSE系统中，R SENSE（容差和温度系数）通常是系统总精度的瓶颈。由于与其他替代方案（例如电量计、具有集成芯片电阻器的 CSA、使用运算放大器的差分放大器的分立实施）相比，它的简单性、可靠性和合理的成本，这仍然是业界监控/测量系统电流的有效做法。可以找到更高等级的公差和温度系数检测电阻器，但价格更高。应用在整个温度范围内的总误差预算需要等于 R SENSE出现的误差。

解决方案：

对于需要测量从几百微安到几安的更高动态电流范围的应用，下方图 3 所示的集成电流检测设备 (U1) 是非常有用、有效的解决方案。该解决方案符合以下标准：

集成传感元件（无电阻）
大于 4 个十进制的电流感测动态范围

电流输出功能（与 160Ω LOAD 一起提供 0-1V V OUT，兼容所有 ADC/微控制器输入以实现电流）。

图 3：具有集成电流检测元件的 2.5V 至 5.5V 电流检测系统

V DD输入和负载 (LD) 输出之间存在一个集成检测设备，而不是外部检测电阻器，能够测量100uA 至 3.3A 的系统负载电流 (I LOAD )。增益为 1/500 的内部增益模块提供 ISH 时的输出电流，即 . ISH 电流输出与 GND 之间连接一个 160Ω 电阻，将0V 至 1V 的V ISH电压输出转换。

在负载电流为 3A 时，传感元件器件上的 V DD和 LD 的压降约为 60mV（图 1），相当于仅 180mW 的功耗，而在较低电流值下，检测 100μA 范围时观察到的总误差在该区域的 10%（图 2）。再加上在较高电流负载下功耗较低，并且在较低电流水平下仍然保持改进的误差预算，该方案优于图 1 的传统检测电路。因此，需要更宽电流检测范围（高达 3A 检测）的应用可以从该方案中受益。

具有扩展线路/输入电压的解决方案：

图 4 是图 3 的输入电压范围扩展，其中 U1 的电源电压现在可以接受更高的线路电压，可达 6V 至 36V。齐纳二极管 (D1) 将 V DD和 PFET (M1) 栅极之间的电压保持在 5.6 V。高压线的大部分被 M1 吸收，M1 的源极被钳位到距 V 大约 4V-4.5V DD输入电压，从而将 U1 工作电压 (V DD -V SS ) 保持在其正常工作范围内（图 3）。这个 M1 的源极电压然后偏置 M2 PFET 的栅极电压。M2 PFET 源极为 V SS (U1) + V TH(M2) 确保 U1 ISH 输出在可接受的电压水平内。ISH 电流输出和 R1 产生相对于 GND 的 0 至 1V 输出。

图 4. 具有集成电流检测元件的 6V 至 36V 电流检测系统

结论

如图所示，无电阻器感测方法可以设计一个 4 个十倍频程的电流感测架构，其工作范围扩展至 36V。