安森美 (onsemi) 1200V碳化硅 () M3S系列专注于提高开关性能，相比于第一代1200V碳化硅，除了降低特定电阻 (即R_DS(ON)*Area) ，还针对工业电源系统中的高功率应用进行了优化。此前我们描述了，本文则将重点介绍M3S产品的设计注意事项和使用技巧。

寄生导通问题

由于NTH4L022N120M3S的阈值电压具有 NTC，因此在最高结温T_J(MAX) = 175°C时具有最低值。即使数据表中的典型V_GS(TH)为2.72V，但在考虑样品25%的工艺变化和温度系数的最坏情况下，它可能会降至1.5V。这意味着超过1.5V的噪声会导致开启。这具有很大的潜在风险，因此需要考虑抑制噪声，这使得设计变得困难和复杂。

即使成功抑制，由于电桥应用中的米勒电容器，可能会因所谓的寄生导通效应而导通，如图9 (a)所示。当上开关导通时，下开关两端的电压变化为dV_CE/dt。电流通过寄生米勒电容C_GD和外部电阻流入地。该电流可近似表示为C_GD*dV_CE/dt，会在路径中的电阻器上产生压降。如果电压超过阈值电压，即使在关断后也会引发寄生导通。

图9 (b)中的红色波形显示了通过该路径测得的电流。电流峰值与dv/dt成正比，并导致电阻器两端产生峰值电压。这意味着该电流将限制外部栅极电阻（R_G(ON)和R_G(OFF)）的选择。图9 (c)是峰值电压值，通过电流乘以路径中的总外部电阻R_G(EXT) 计算得出。较高的 R_G(EXT)会导致较高的电压尖峰，因此面临意外开启的风险。如果V_GS(TH)为2.72V并且不使用负偏压，则R_G(EXT) = 4.7Ω，因寄生导通的可能性较高，所以要限制使用。而R_G(EXT)= 2Ω则没有问题。在所有dv/dt范围内避免超过V_GS(TH)的情况。增加R_G(EXT)可以降低dv/dt，但要计算增加R_G(EXT)后dv/dt的减少值，电压峰值增加值，这将导致在电桥应用中，选择合适的电阻变得困难。

有四种缓解方案可以建议，第一种是单独导通和关断栅极电阻以改变电阻，第二种是在栅极和源极之间添加电容以分流米勒电流，第三种是使用负栅极偏置电压来提高阈值电压， 最后是使用额外的晶体管进行有源米勒钳位。避免此问题的有效且简单的方法是使用负电源电压。图9(c)中，如果施加-3V，则实际阈值电压变为5.72V，因此可以更灵活地选择栅极电阻。

(a) 寄生导通机制

(b) 测量的米勒电流与 dv/dt

(c) V_GS 尖峰峰值电压与 dv/dt 的关系

图 9. 寄生导通现象

如何选择合适的 V_GS(OP)

与硅通常使用10V和IGBT通常使用15V作为栅极驱动电压不同，碳化硅MOSFET由制造商根据不同的V_GS(OP)条件或根据每个产品进行推荐。这可能意味着该技术尚未成熟，仍然有许多挑战需要克服，例如/SiO2界面缺陷、沟道迁移率差、栅极氧化物质量和V_GS(TH)稳定性问题。

随着正栅极偏压的增加，导通电阻(R_DS(ON))降低，并且使外部碳化硅SBD的导通开关损耗(E_ON)降低，但关断开关损耗(E_OFF)没有大的变化，如图10（a）和（b）所示。需要在栅极驱动电路设计上更仔细，并会导致更高的栅极驱动损耗。增加的电压和不可避免的电压尖峰将对栅极氧化物造成更大的压力。众所周知，较高的正偏压会导致V_GS(TH)产生更大的漂移，从而导致R_DS(ON)和E_ON/E_OFF等电气性能下降。

负栅极偏压增加到负值，关断开关损耗 (E_OFF) 会降低，导通开关损耗 (E_ON) 没有变化，如图 10 (c) 所示。在体二极管中，正向电压 (V_F) 增加，如图10 (d)所示，这是由于V_GS=0V时沟道关闭不稳定以及负偏压增加时，沟道电流减少所致。反向恢复特性会稍微变差。同样，也会对栅极氧化层产生更大的应力，因此可能导致V_GS(TH)发生更大的漂移，并且高电源电压可能会给栅极驱动电路设计增加复杂性。

综上，一般建议1200 V M3S产品采用−3/18V，如“V_GS(OP)，推荐工作栅极电压”部分所述，这是通过综合考虑性能和可靠性，提出的优化建议。可以选择不同电压来优化每个应用的工作状态。例如，如果设计人员希望体二极管具有较低的V_F，并且可以接受E_OFF增加，那么0V驱动是不错的选择。如果不能满足 EMI 规定，并且在效率和热性能方面有足够的余量，那么15V驱动将是一个不错的选择。

(a) 根据正栅极偏压的R_DS(ON)

(b) 根据正栅极偏压的开关损耗

(c) 根据负栅极偏置的开关损耗

(d) 根据负栅极偏压的正向电压

图 10. 根据V_GS的性能

考虑EMI（电磁干扰），优化R_G(EXT)

在开关性能方面，R_G(EXT)越小，开关损耗越低。但是，对栅极的强驱动会导致di/dt和dv/dt过高，电路板中的寄生电感和电容会导致电压和电流急剧尖峰，以及高频L/C谐振。设计人员应找到合适的R_G(EXT)，以满足符合EMI下的最佳性能。

图11(a)描述了一般开关波形中EMI干扰的主要来源。所有这些EMI源都与di/dt和dv/dt有关。高di/dt导致寄生电感上的电压尖峰L*di/dt，高dv/dt导致寄生电容中的电流尖峰C*di/dt。并且两者都会触发数十或数百MHz的L/C谐振振荡，直接影响EMI。

图11(b)表明，在相同的反向恢复条件下，E_ON由导通di/dt主导，而E_OFF由关断dv/dt主导。在开关性能和EMI之间处于权衡关系。如果V_GS(OP)固定，则可以通过R_G(EXT)来控制，因此需要优化R_G(EXT)。如果PCB布局不好，寄生参数很高，可能无法通过给定的di/dt和dv/dt满足EMI规范，如果没有机会进一步修改PCB布局以最小化寄生元件，则需要通过增加R_G(EXT)来降低di/dt和dv/dt。才有可能满足EMI规范，代价是牺牲系统效率。

(a) 开关中的EMI源

(b) di/dt和dv/dt通过R_G(EXT)

图 11. EMI考虑因素

结论

本应用笔记介绍了安森美1200V M3S碳化硅MOSFET与第一代SC1相比的主要特性，可以看出M3S取得了显著的改进，如表3所示。图12显示了系统的实际性能，在40kHz开关频率下测量的5kW升压变换器的效率。结果明确显示M3S比SC1表现更好，特别是在轻负载下，在该范围内开关性能占主导地位，因此说M3S是更适合高开关频率应用的产品。

表 3. 主要性能比较汇总表，所有数据均在同一测试台上、在一个典型样品的条件下进行测量。（V_GS = −3 / 18V，R_G(EXT) = 4.7Ω，V_DS = 800V，I_D= 40A，L_σ = 30nH, 14A灌/拉驱动器, 25°C, di/dt_RR = 2A/ns)

图 12.  5kW升压转换器的测量效率