直流快速充电（以下简称“DCFC”）在消除采用障碍方面的作用是显而易见的。对更短充电时间的需求推动近400千瓦的高功率快充进入市场。本博客将讲述典型的电源转换器拓扑结构和用于DCFC的AC-DC和DC-DC的功率器件的概况。

图1.直流快速充电架构图

有源整流三相PFC升压拓扑结构

三相功率因数校正（PFC）系统（也称为有源整流或有源前端系统）正获得越来越多的关注，近年来需求急剧增长。PFC拓扑结构对于高效地为DCFC供电至关重要。将碳化硅（SiC）功率半导体纳入您的PFC拓扑结构可以解决挑战，减少功率损失并提高功率密度的。

前端PFC升压级可以用多种拓扑结构实现，而且几种拓扑结构可以满足相同的电力要求。图2展示了DCFC应用中常见的PFC架构。它们之间的一个首要区别是双向性。T-中性点钳制（T-NPC）和I-NPC拓扑结构通过用开关取代一些二极管而适合双向操作。6个开关的结构是一个双向的perse。

图2.用于DCFC的典型PFC升压拓扑结构.T-NPC（左上）、6开关（右上）和I-NPC（底部）

另一个影响设计和功率器件额定电压的重要因素是架构中的级数。6个开关的拓扑结构是一个2级架构，通常用900 V或1200 V的开关来实现快速直流电动车充电器。这里SiC MOSFET-模块具有低RDS on（6-40 mQ）区域的首选解决方案，特别是对于每块15 kW以上的高功率范围。

这种集成表现出比分立解决方案更优越的功率性能，提高了能效，简化了设计，减小了整个系统的尺寸，并最大化可靠性。T-中性点箝位（T-NPC）是一种3级拓扑结构，使用1200 V整流器（以双向形式用开关代替），中性点路径上有650 V开关背对背。I-NPC是一个3级架构，可能完全用650 V开关实现。650 V SiC MOSFET或IGBT与共封装二极管代表了这些3级拓扑结构的优秀替代方案。

图3.F1-2 PACK SiC MOSFET半桥模块.1200 V，10 mΩ

DC-DC拓扑结构

在研究DC-DC转换级时，主要采用了三种隔离拓扑结构：全桥LLC谐振转换器（LLC转换器）、全桥移相双有源桥（DAB）零电压过渡（ZVT）转换器（DAB-ZVT转换器）和全桥移相零电压过渡转换器（ZVT转换器）（图4、5和6）。

全桥LLC谐振

LLC转换器在初级端实现了零电压开关（ZVS），同时在谐振频率及以下——在次级端实现了零电流开关（ZCS）从而在谐振频率附近产生了非常高的峰值效率。作为一个纯粹的频率调制（FM）系统，当系统工作点偏离谐振频率时，这可能是需要宽输出电压操作时的情况，LLC的能效就会下降。然而，先进的混合调制方案使今天的脉冲调制（PWM）与调频相结合，限制了最大频率失控和高损耗。不过，这些混合实现方式还是给已经有时很麻烦的LLC控制算法增加了复杂性。此外，并联的LLCs转换器的电流共享和同步也不是件容易的事。一般来说，当有可能在相对较小的电压范围内工作时，和/或当具备实施结合调频和PWM的先进控制策略的开发技能时，LLC是一种难以超越的设计。它不仅可以提供最高的能效，而且从各个角度看都是一个非常全面的解决方案。LLC可以作为CLLC以双向形式实现，这是另一种复杂的拓扑结构。

图4.全桥LLC转换器

全桥移相双有源桥（DAB）零电压过渡（ZVT）转换器

带有次级同步整流拓扑结构的DAB-ZVT转换器也非常典型。这些都是用PWM工作，一般来说，需要比LLC转换器更简单的控制。DAB可以被认为是传统的全桥移相ZVT转换器的演变，但漏电感器在初级端，这简化了繁琐的次级端整流，减少了二次开关或二极管的必要额定击穿电压。由于实现了ZVT，这些转换器可以在很宽的输出电压范围内提供稳定的高能效。这对于支持800 V和400 V电池电压水平的充电器来说是个方便的因素。DAB的PWM工作带来了好处。首先，它倾向于使转换器的电磁干扰（EMI）频谱比调频系统中的更紧密。此外，用固定的开关频率，系统在低负载时的行为更容易解决。通过同步整流，DAB是一种双向的原生拓扑结构，是快速电动汽车充电器的最通用的替代方案和合适的解决方案之一。  

图5.全桥移相式DAB ZVT转换器

全桥移相ZVT转换器

对于单向操作，传统的全桥移相ZVT（图6）仍然是一个可用的选择，但渗透率越来越低。这种拓扑结构的工作与DAB类似，但位于次级端的电感器在整流中带来一个显著的差异。电感器在二极管上设置了高的反向电压，这将与占空比成正比和反比，因此，根据工作条件，二极管上的反向电压可能超过输出电压的两到三倍。这种情况在高输出电压的系统中（如电动车充电器）可能具有挑战性，通常多个次级绕组（具有较低的输出电压）被串联起来。这样的配置并不那么方便，特别是如果考虑到功率和电压的额定值，不同的拓扑结构含单一输出将提供相同或更好的性能。

SiC-模块代表了上述DC-DC电源转换级中全桥的一个非常合适和常见的解决方案，功率高于15 kW。更高的频率有助于缩小变压器和电感器的尺寸，从而缩小整个解决方案的外形尺寸。

图6.全桥移相ZVT转换器

拓扑结构的变体

所讨论的拓扑结构存在多种变体，带来额外的优势和折衷。图16显示了用于快速电动车充电的全桥LLC转换器的一个常见替代方案。在移相中，开关在输入电压的一半以下，并使用600 V和650 V的断电电压器件。650 V SiC MOSFET、650 V SuperFET 3快速恢复（FR）MOSFET和650 V FS4 IGBT将有助于解决不同的系统要求。同样，用于初极端的二极管和整流器需要650 V的阻断电压等级。这些3级架构允许单极开关，这有助于减少峰值电流和电流纹波，这将导致用更小的变压器。这种拓扑结构的主要缺点之一是，与具有较少电源开关的2级版本相比，控制算法需要额外的复杂程度。双有源桥以及双有源桥可以很容易地在初级端和次级端并联或堆叠，以最配合快速电动汽车充电器的电流和电压需求。

图7.3-级全桥LLC转换器-这种变体在初级端堆叠（只有一半的输入电压应用于每个变压器），在次级端并联

次级端整流

关于次级端整流，如图8所示，可以有多种解决方案，而且都可以使用不同的拓扑结构。对于400 V和800 V的电池水平和全桥整流，650 V和1200 V的SiC肖特基二极管通常是独特的性价比解决方案。由于其零反向恢复特性，与硅基替代品相比，这些器件大大增强了整流性能和能效，大大降低了损耗和整流级的复杂性。硅基二极管，如Hyperfast、UltraFast和Stealth，可以作为成本非常有限的项目的替代品，但要牺牲性能和增加复杂性。采用中心抽头整流的解决方案（图6）对于高电压输出整流级来说并不方便。与全桥整流不同的是，在全桥整流中，二极管的标准反向电压等于输出电压，而在中心抽头配置中，二极管要承受这个数值的两倍。常规的全桥移相转换器（电感在次级端），正如所解释的那样，在两种整流方法（全桥或中心抽头整流）中都需要更高的击穿电压二极管。为了克服常规全桥移相转换器对1200 V或1700 V额定二极管的需求，几个输出将被串联起来。

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